Logo GenDocs.ru

Поиск по сайту:  


Загрузка...

Дипломная работа - Модулятор КАМ-16 - файл Диплом 1.doc


Дипломная работа - Модулятор КАМ-16
скачать (937.4 kb.)

Доступные файлы (17):

sis_sid011.mdl
sis_sid012.mdl
sis_sid014.mdl
Диплом 1.doc987kb.07.04.2011 08:49скачать
Документ Microsoft Word.doc34kb.11.05.2008 01:31скачать
Заключение.doc30kb.10.06.2008 02:21скачать
Основы безопасности и жизнедеятельности.doc108kb.10.06.2008 02:10скачать
Перечень_1.DOC79kb.10.06.2008 00:02скачать
Перечень_2.DOC73kb.10.06.2008 00:02скачать
Перечень_3.DOC71kb.10.06.2008 00:02скачать
Приложение.doc26kb.10.06.2008 02:17скачать
Расчет надежности.doc181kb.10.06.2008 02:11скачать
Содержание.doc70kb.10.06.2008 02:10скачать
Список литературы.doc33kb.10.06.2008 02:23скачать
Схема А1 модулятора КАМ-16.spl
тит. для РТ.doc24kb.10.06.2008 02:30скачать
Экономический расчет.doc205kb.10.06.2008 02:10скачать

содержание
Загрузка...

Диплом 1.doc

Реклама MarketGid:
Загрузка...



1 Введение



Выбранной темой дипломного проекта является: разработка модулятора с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-16).

Модулятор в радиотехнике и дальней связи, устройство, осуществляющее модуляцию - управление параметрами высокочастотного электромагнитного переносчика информации в соответствии с электрическими сигналами передаваемого сообщения. Модулятор является составной частью главным образом передающих устройств электросвязи и радиовещания. Переносчиком информации обычно служат гармонические колебания или волны с частотой (называемой несущей или поднесущей). В зависимости от того, какой параметр гармонических колебаний или волн изменяется, различают амплитудную, частотную, фазовую и квадратурную модуляцию колебаний. Соответственно различны и виды модуляторов.

Цифровые методы обработки сигналов получают все более широкое распространение в аппаратуре радиосвязи, причем не только в цепях низкой (НЧ), но и промежуточной (ПЧ) частот. Важное место среди устройств обработки сигналов, предназначенных для систем связи, занимают квадратурные модуляторы и демодуляторы: аналоговые и цифровые, используемые в цепях высокой частоты (ВЧ) и ПЧ, соответственно. Они являются универсальными устройствами, которые могут применяться независимо от вида модуляции, но с дополнительным преобразованием модулирующего и демодулируемого сигналов. Квадратурные модуляторы – устройства балансного типа, не требующие фильтрации для выделения суммарной или разностной составляющей модулированного сигнала. Они могут также использоваться в качестве повышающих преобразователей частоты.

Модулятор с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-16) является наиболее перспективным направлением в развитии цифровой техники связи. Немаловажным является то, что в модуляторе применяется квадратурная амплитудная модуляция, позволяющая достигать максимально возможную скорость передачи информации при заданной вероятности ошибочного приема. Квадратурная модуляция, является наиболее помехоустойчивой при одинаковой скорости передачи в отличии от других типов модуляции.

Квадратурные модулятор и демодулятор предназначены, прежде всего, для сигналов КАМ – квадратурной амплитудной модуляции (манипуляции) и ОБП, но могут применяться и для сигналов других видов. Несущее колебание сигнала КАМ модулируется по амплитуде и фазе, например в соответствии со структурами, приведенными на рисунке 1.



Рисунок 1.1 - Несущее колебание сигнала КАМ модулируется по

амплитуде и фазе

Но структура сигналов КАМ специально приспособлена для того, чтобы позиции манипуляции можно было характеризовать не амплитудой и фазой (в полярной системе координат), а проекциями амплитуды (через косинус и синус фазы) на оси I и Q прямоугольной системы координат. Сказанное соответствует выражениям (4) и (5). Классической в этом смысле является структура, приведенная на рисунке 1а (КАМ-16). Структура на рисунке 1б в равной мере может рассматриваться как АФМ-16 (амплитудно-фазовая манипуляция), так и КАМ-16. Структуру, приведенную на рисунке 1б, может иметь и сигнал с АОФМ-16 – амплитудной и относительной фазовой манипуляцией. Сигналы других видов – АМ, ФМ и ОФМ (ФРМ) – могут рассматриваться как частные случаи КАМ и АФМ (АОФМ).

Задачей дипломного проектирования является создание теоретически и технически обоснованной схемы модулятора КАМ-16 удобной для изучения электрических преобразований сигнала и процессов обеспечивающих осуществление квадратурной модуляции КАМ-16. Виртуальная модель модулятора КАМ-16 в программной среде MATLAB Simulink позволяет изучать работу модулятора КАМ-16 в условиях изменения параметров информационного сигнала и несущей частоты при освоении студентами дисциплин «Радиоприемные устройства», «Радиотехнические цепи и сигналы», «Теория электрической связи» и т.д.


2 Разработка и техническое обоснование структурной схемы

Так как в модуляторе КАМ-16 используется и амплитудная и фазовая модуляции рассмотрим эти виды модуляции.

1) Амплитудная модуляция

Рассмотрим связь ширины спектра и скорости модуляции.



Рисунок 2.1 - Связь ширины спектра и скорости модуляции

Известно, что если на вход идеального фильтра (с прямоугольной АЧХ и линейной ФЧХ) подать ступенчатую функцию, то на выходе будет присутствовать переходной процесс, длительность которого обратно пропорциональна граничной частоте ФНЧ.



Рисунок 2.2 – Зависимость прямоугольной АЧХ и линейной ФЧХ



(2.1)

Длительность импульса передаваемого через такую систему не может быть менее чем время нарастания.

Значит, минимальная длительность сигнала равна:



(2.2)

Учитывая, что получим для ФНЧ:



(2.3)

Так как АМ сигнал в общем случае содержит и верхнюю и нижнюю боковые полосы частот, то ширина спектра АМ сигнала в 2 раза больше исходного - модулирующего.



(2.4)

Если задана полоса пропускания канала , то необходимо выбирать так, что бы .

Оценим предельный случай , тогда:



(2.5)

Значит предельная скорость передачи по каналу при АМ .

АМ - модулятор в простейшем случае имеет вид изображенный на рисунке 2.3.



Рисунок 2.3 – Структурная схема АМ – модулятора

2) Фазовая модуляция

В данном случае амплитуда и частоты постоянны, изменяется фаза в соответствии с модулирующим сигналом.

Если модулирующий сигнал двоичный “1” или “0”, то значение фазы модулирующего сигнала тоже две. Это значение отсчитывается от фазы несущей.

Обычно, при передачи “1” модулятор формирует синусоидальный сигнал, фаза которого совпадает с фазой несущей. При



Рисунок 2.4 – Диаграмма формирования сигнала с фазовой модуляцией

Из диаграммы видно, что ФМ состоит, как бы, из двух АМ сигналов несущие которых имеют одинаковую частоту, а фазы сдвинуты на 180°



Рисунок 2.5 – Сигнал с фазовой модуляцией

Поэтому спектр ФМ сигнала будет таким же, как у АМ по ширине, а несущая подавляется из-за противофазности. Но все составляющие увеличатся в 2 раза. Так как амплитуды составляющих больше, то у ФМ выше помехоустойчивость.

Для ФМ можно записать .

Структурная схема формирования ФМ – сигнала изображена на рисунке 2.8.



Рисунок 2.6 – Структурная схема формирования ФМ – сигнала

3) Квадратурная модуляция

При квадратурной амплитудной модуляции (КАМ, QAM - Quadrature Amplitude Modulation) изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. В настоящее время используются способы модуляции, в которых число кодируемых на одном бодовом интервале информационных бит может достигать 8...9, а число позиций сигнала в сигнальном пространстве - 256...512.

Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих — синусоидальной и косинусоидальной:

S(t)=x(t)sin( t+()+y(t)cos( t+(),

(2.6)

где x(t) и y(t) — биполярные дискретные величины. Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).

В случае амплитудно-фазового представления сигнала записать аналитическое выражение для спектра не представляется возможным. А вот для квадратурного представления получить спектральную функцию не составляет труда.

Как известно формула, связывающая спектр АМ-сигнала со спектром модулирующего сигнала:



(2.7)

Поскольку КАМ-сигнал представляет собой сумму двух АМ-сигналов, мы можем воспользоваться формулой (2.10) и сразу же записать:



(2.8)

Итак, аналогично тому, что происходит при амплитудной модуляции, спектры модулирующих сигналов «раздваиваются» и «переезжают» в окрестности частоты несущей . Если спектры модулирующих сигналов a(t) и b(t) занимают одну и ту же полосу частот (как обычно и бывает), то они будут перекрываться и после сдвига в область несущей частоты. Однако при этом спектр, соответствующий синусной несущей, дополнительно умножается на . Именно это дает возможность разделить квадратурные составляющие при приеме сигнала.

Использование КАМ - 16 позволяет при скорости модуляции 2400 Бод, получать скорость передачи информации 2400·4 = 9600 бит/с.

Такая модуляция используется в протоколе V.32, при скорости модуляции R до 9600 в.p.s.

Квадратурная модуляция имеет большую помехоустойчивость в сравнении с многократной ОФМ, при той же скорости передачи информации. Но при увеличении числа позиций свыше 16 и ее помехоустойчивость оказывается недостаточно для качественной передачи.

Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах КАМ используется, в совокупности с помехоустойчивым кодированием.

В качестве ПУ кодирования используется один из видов сверточных кодов - решетчатый код. Такое совместное кодирование получило название “Треллис - модуляции” (ТСМ).

При применении Треллис - модуляции число сигнальных точек увеличивается вдвое за счет добавления к информационным битам одного избыточного, образованного путем сверточного кодирования.

Треллис - модуляция используется уже в протоколе V. 32, как альтернатива КАМ - 16. В этом случае к 4 информационным добавлениям 1 проверочный разряд. Получается 32 точки из которых выбирается 16 разрешенных. Треллис – модуляция обеспечивает большую помехоустойчивость.

Исходя из технического задания на дипломный проект и приведенного выше математического алгоритма одна из возможных структурных схем модулятора с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-16) изображена на рисунке 2.7.



Рисунок 2.7 – Структурная схема модулятора с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-16)

Модулятор с квадратурной амплитудной модуляцией (КАМ-16) состоит из следующих блоков и узлов:

  1. генератор несущей частоты

  2. формирователь квадратурных сигналов

  3. инвертор 1

  4. инвертор 2

  5. коммутатор 1

  6. коммутатор 2

  7. ПФ 1

  8. ПФ 2

  9. источник сигнала

  10. генератор тактовой частоты

  11. делитель частоты на 4

  12. сдвиговый регистр

  13. накопительный регистр

  14. преобразователь код- уровень 1

  15. преобразователь код- уровень 2

  16. усилитель-сумматор

1) Генератор несущей частоты – обеспечивает генерацию сигнала стабильной частоты 64 кГц для этого его стабильность обеспечивается за счет применения кварцевого резонатора.

2) Формирователь квадратурного сигнала – обеспечивает формирование двух сигналов с несущей частотой со сдвигом фазы 90°.

3) Инвертор 3 и 4 совместно коммутаторами 5 и 6 в зависимости от значения первых двух битов информационного сигнала обеспечивают прохождение несущей частоты с инверсией или без инверсии.

4) Полосовой фильтр 1 и 2 – обеспечивают преобразование сигнала несущей частоты прямоугольной формы в синусоидальный сигнал.

5) Преобразователь код-уровень – изменяет уровень амплитуды несущей частоты также в зависимости от значения третьего и четвертого бита информационного сигнала.

6) Генератор тактовой частоты – обеспечивает тактовую частоту (fтакт.=9,6кГц) совпадающую с моментами переключения информационного сигнала.

7) Делитель частоты обеспечивает формирование частоты модуляции, которая в четыре раза ниже тактовой (Fмод=R=2,4кГц).

8) Сдвиговый и накопительный регистры обеспечивают преобразование последовательного кода в параллельный четырех разрядный код.

9) Усилитель-сумматор обеспечивает суммирование сигналов осей I и Q.
3 Разработка и расчет принципиальной схемы

3.1 Расчет генератора несущей частоты

В качестве генератора несущей частоты используем схему кварцевого генератора на одном логическом инверторе изображенную на рисунке 3.1.

Известно, что стабильность колебаний LC генератора невысока. Намного большей стабильностью обладают кварцевые генераторы. Схему на одном инверторе можно использовать и для построения кварцевых генераторов. В этом случае, в ёмкостной трёхточке вместо индуктивности следует включить кварцевый резонатор.



Рисунок 3.1 – Схема кварцевого генератора

Ёмкости С1 и С2 в резонансном контуре зависят от рабочей частоты и для частоты 128 кГц их можно выбирать в пределах от 150 до 300 пФ. Причем эти емкости должны быть существенно больше чем значение ёмкости кварцедержателя, которая колеблется от 3 до 15 пФ.

Соотношение ёмкостей задаёт глубину обратной связи, а значит устойчивость запуска генератора в диапазоне температур. На высоких частотах ёмкости обычно выбираются равными. В низкочастотных генераторах ёмкость C1 желательно выбирать меньше ёмкости конденсатора C2. Это обеспечит большее напряжение на входе инвертора, что в свою очередь приведёт к меньшему потреблению тока. При необходимости подстройки частоты генератора в качестве ёмкости C2 может быть использован подстроечный конденсатор.

Кварцевый резонатор не пропускает постоянный ток, поэтому для обеспечения автоматического запуска генератора приходится использовать дополнительные резисторы. В схеме на рисунке 3 это резисторы R1 и R2. Резистор R1 переводит инвертор в активный режим. Соотношение резисторов R1/R2 определяет коэффициент усиления активного элемента генераторов.



(3.1)






При использовании очень высокочастотных кварцевых резонаторов резистор R2 для облегчения самовозбуждения генератора может отсутствовать. При работе с низкочастотными кварцевыми резонаторами резистор R2 и ёмкость C2 обеспечивают необходимый фазовый сдвиг и предотвращают самовозбуждение генератора на частоте ёмкости кварцедержателя. Кроме того, резистор R2 ограничивает мощность, рассеиваемую на кристалле кварца, что позволяет использовать в генераторе малогабаритные кристаллы.

В генераторе используем кварцевый резонатор с частотой 128 кГц.

3.2 Расчет формирователя квадратурного сигнала

Электрическая схема формирователя квадратурного сигнала изображена на рисунке 3.2.



Рисунок 3.2 – Электрическая схема формирователя квадратурного сигнала

Формирователь квадратурного сигнала состоит из двух микросхем К561ТМ2 (DD1 и DD2) D-триггеров памяти и обеспечивает формирование двух сигналов с несущей частотой со сдвигом фазы 90°. С инверсного выхода второго триггера сигнал подается на D-вход первого триггера при этом на выходах будут формироваться сигналы с частотой fген./2 и сдвинуты на T/4.

Микросхема К561ТМ2 содержит по два D-триггера, содержащая оба входа асинхронного управления: R и S. Структурная схема одного D-триггера показана на рисунке 3.3. Триггер переключается по положительному перепаду на тактовом входе С, при этом логический уровень, присутствующий на входе D, передается на выход Q.

Входы сброса R и установки S триггера независимы от тактового входа С и имеют высокие активные уровни. Максимальная тактовая частота может достигать 5 МГц, но время фронта тактового сигнала не должно превышать 5 мкс. С другой стороны, длительность тактового импульса должна быть более 100 нс. Время установления выходных данных – более 25 нс.



Рисунок 3.3 – Структурная схема одного D-триггера

Таблица 3.1 – Таблица истинности микросхемы К561ТМ2



С* - изменение уровня,

Установка триггера по входам R и S принудительная, поэтому сигналы синхронизации С и информационного входа D не изменяют состояние триггера на выходе во время действия сигналов R и S.

3.3 Разработка и расчет коммутаторов и преобразователей код-уровень

Электрическая схема блока, состоящего из коммутатора и преобразователя код-уровень изображена на рисунке 3.4.



Рисунок 3.4 – Электрическая схема блока коммутатора и преобразователя код-уровень

В электрической схеме на рисунке 3.4 инверторы совместно с коммутаторами в зависимости от значения первых битов информационного сигнала обеспечивают прохождение несущей частоты с инверсией или без инверсии, что обеспечивается применением логического элемента исключающее ИЛИ.

Преобразователь код-уровень построен на основе усилителя на ОУ с переключаемым коэффициентом усиления.

Если ключ DD3 закрыт, то коэффициент усиления принимает вид:



(3.2)






Когда ключ DD3 открыт, то он шунтирует R12 и коэффициент усиления принимает вид:



(3.3)






Аналогично осуществим расчет преобразователя код-уровень второго плеча.

Если ключ DD2 закрыт, то коэффициент усиления принимает вид:



(3.4)






Когда ключ DD2 открыт, то он шунтирует R6 и коэффициент усиления принимает вид:



(3.5)






В качестве инверторов используем микросхему К561ЛП2. Микросхема К561ЛП2 включает в себя четыре логических элемента исключающее ИЛИ. Основные параметры микросхемы К561ЛП2:

напряжение питания 10В;

ток потребления микросхемы Iпот. 5мкА;

входной ток IВХ0 и IВХ1, не более 0,2 мкА;

выходное напряжение “0”, UВЫХ0 0,01 В;

выходное напряжение “1”, UВЫХ1 9,99 В;

время задержки распространения tЗД. Р1,0, не более 225 нс;

время задержки распространения tЗД. Р0,1, не более 225 нс.

3.4 Расчет полосового фильтра 1 и 2

Электрическая схема полосового фильтра 1 изображена на рисунке 3.5.



Рисунок 3.5 – Электрическая схема полосового фильтра 1 и 2

Выбираем сопротивление резисторов R1=R2=R3=R4=2,4кОм.

Находим общее сопротивление :



(3.6)






Емкость конденсатора и выбираю из соотношения:



(3.7)








(3.8)






С учетом номинального ряда выбираем значения конденсаторов С1=С2=1нФ.

Аналогично ПФ1 рассчитываем ПФ2 и находим соответствующие номиналы конденсаторов.

Находим общее сопротивление :



(3.9)






Емкость конденсатора и выбираю из соотношения:



(3.10)








(3.11)






С учетом номинального ряда выбираем значения конденсаторов С3=С4=1нФ.
3.5 Разработка и расчет узла сдвигового и накопительного регистров

Схема подключения сдвигового регистра к триггеру Шмидта и накопительному регистру изображена на рисунке 3.6.



Рисунок 3.6 – Электрическая схема подключения сдвигового регистра к триггеру Шмидта и накопительному регистру

На вход триггера Шмидта (DD1) подается сигнал с тактовой частотой равной 4·Fмод, а с выхода уже снимается логический уровень, который затем подается на входы J и К сдвигового регистра (DD2). Каждый такой триггер имеет совершенно конкретный порог срабатывания. При переходе входного напряжения через этот порог триггер Шмидта переключается из одного устойчивого состояния в другой. Второй особенностью триггера Шмидта является наличие не одного, а двух порогов срабатывания. Первый порог действует когда напряжение на входе повышается. При достижении порога триггер срабатывает, и на выходе появляется логическая единица. При понижении напряжения на входе действует второй порог. Когда напряжение на входе снизится ниже этого порога, триггер переключается снова и на выходе устанавливается логический ноль. Второй порог всегда немного ниже первого. Наличие двух порогов называется гистерезисом. Гистерезис увеличивает стабильность работы триггера при напряжениях близких к пороговому. В отсутствии гистерезиса при входных напряжениях, близких к порогу срабатывания любая помеха на входе вызовет многократное переключение триггера, что обычно крайне не желательно. Триггеры Шмидта часто используются для преобразования аналоговых колебаний в прямоугольные импульсы, которые затем уже используются в цифровой технике.

Сдвиговый регистр (DD2) предназначен для хранения восьмиразрядного слова и преобразования параллельного кода в последовательный. Входная информация, представленная в параллельном коде на входах D0 – D3, записывается в регистр асинхронно. При этом на входе L должно действовать напряжение лог.1, а состояния других входов могут быть произвольными. После записи на выходе Q3 появляется сигнал, соответствующий сигналу разряда D3 входного кода. Для сдвига информации вправо на синхровход С подаются тактовые импульсы, по фронту каждого из которых происходит сдвиг кода на один разряд. Регистр может принимать информацию в последовательном коде, для чего задействуется вход последовательного ввода VR и один из синхровходов. На свободном синхровходе устанавливается напряжение логического 0. На входе L так же устанавливается логический 1.

Накопительный регистр (DD3) содержит четыре D-триггера каждый из которых имеет индивидуальный вход D и два выхода Q и Q. Однако вход тактового импульса С общий, на который подают сигнал с частотой модуляции Fмод. Кроме того, имеется общий вход переключателя полярности V. Если на входе V – низкий уровень, информация от входа D появится на выходе Q во время низкого уровня тактового импульса С. Если на входе V – высокий уровень, передача данных будет иметь место при высоком уровне на входе С.

Если на входе С наблюдается перепад (положительный при V=0 и отрицательный при V=1), информация, присутствующая во время этого перепада на входе D, задерживается до прихода тактового импульса противоположной направленности.

С выходов 2 и 10 накопительного регистра сигналы поступают на входы преобразователей код-уровень, а с выходов 11 и 1 на входы коммутаторов.

3.6 Разработка и расчет делителя частоты на 4

Электрическая схема делителя частоты на 4 изображена на рисунке 3.7.



Рисунок 3.7 – Электрическая схема делителя частоты на 4

Делитель частоты на рисунке 3.7 необходим для деления частоты на 4, т.е. для получения частоты модуляции. В качестве делителя частоты используем микросхему К561ТМ2. Микросхема К561ТМ2 содержит по два D-триггера, содержащая оба входа асинхронного управления: R и S. Структурная схема одного D-триггера показана на рисунке 3.3. Триггер переключается по положительному перепаду на тактовом входе С, при этом логический уровень, присутствующий на входе D, передается на выход Q.

Входы сброса R и установки S триггера независимы от тактового входа С и имеют высокие активные уровни. Максимальная тактовая частота может достигать 5 МГц, но время фронта тактового сигнала не должно превышать 5 мкс. С другой стороны, длительность тактового импульса должна быть более 100 нс. Время установления выходных данных – более 25 нс.

3.7 Разработка и расчет усилителя-сумматора

Электрическая схема усилителя-сумматора изображена на рисунке 3.8.



Рисунок 3.8 – Электрическая схема усилителя-сумматора

Сумматор выполнен на операционном усилителе DA1 К574УД2. Микросхема представляет собой операционный дифференциальный усилитель с высоким входным сопротивлением и повышенным быстродействием по сравнению с К544УД1. Применяется при создании видеоусилителей, импульсных усилителей, усилителей фотоприемников, генераторов высокочастотных колебаний. Могут использоваться вместо ОУ КР574УД1, КР574УД3, КР140УД11.

Электрическая схема ИС содержит входной дифференциальный каскад на полевых транзисторах с p-n переходом, промежуточный дифференциальный каскад на p-n-p транзисторах, однотактные согласующие повторители и выходной двухтактный повторитель напряжения. Частотная коррекция осуществляется внутренним интегрирующим конденсатором и резистором. Внутренние элементы частотной коррекции обеспечивают стабильность в различных режимах обратной связи, в том числе при полной отрицательной обратной связи в повторителе напряжения. Для расширения возможностей применения К544УД2, КР544УД2 один из выводов цепи коррекции внутри ИС не подключен, а соединен с выводом 8. Включение коррекции происходит при внешнем замыкании выводов 1 и 8. Если выводы 1 и 8 не соединены между собой, то цепь коррекции отключена. При этом ИС имеет наибольшее значение скорости нарастания входного напряжения (100 В/мкс) и произведения усиления на полосу пропускания (200 МГц на уровне усиления 100). Такой режим обеспечивает стабильность и применяется, когда коэффициент обратной связи Kooc ≤ 0,05. При глубокой отрицательной связи, когда 1 ≥ Kooc ≤ 0,05, применяется режим полного включения обратной коррекции, осуществляемый замыканием между собой выводов 1 и 8. Возможен режим частичного включения коррекции с использованием внешнего конденсатора, подключаемого между выводами 1 и 8 и ослабляющего действие внутренних элементов. Такой режим применяется вместо полной коррекции для повышения широкополосности и скорости нарастания входного напряжения ИС.

Основные параметры микросхемы К574УД2:

номинальное напряжение питания ±15В;

максимальное выходное напряжение ±10В;

напряжение смещения нуля 30мВ;

ток потребления 7мА;

коэффициент усиления напряжения 20000;

частота единичного усиления 15МГц.

Суммирование производится на инверсном входе причем коэффициент усиления для каждого плеча будет составлять:



(3.12)








(3.13)






Разделительный конденсатор С2 выбираем из условия:



(3.14)








(3.15)






С учетом номинального ряда выбираем значение конденсатора С2=12нФ.

Аналогично находим соответствующий номинал конденсатора С1.



(3.16)








(3.17)






С учетом номинального ряда выбираем значение конденсатора С1=12нФ.

Резистор R5 выбираем подстроечный для возможности регулирования усиления.

Резисторы R2 и R3 формируют напряжение соответственно принимаем R2=R3=1кОм.
3.8 Разработка и расчет узла фазовой автоподстройки частоты

Электрическая схема узла фазовой автоподстройки частоты изображена на рисунке 3.9.



Рисунок 3.9 – Электрическая схема узла фазовой автоподстройки частоты

В состав ФАПЧ входит импульсно фазовый детектор с применением генератора пилообразного напряжения выполненного на операционном усилителе, работающем в режиме интегратора, причем время разряда интегратора определяется постоянной времени:



(3.18)






Время заряда:



(3.19)






Электронный ключ DD4 служит для подстройки ГУНа в моменты знаковых переходов, для чего служит схема на логическом элементе исключающее ИЛИ (DD1).

Основной микросхемой системы ФАПЧ является микросхема ФАП К561ГГ1. Микромощная цифровая микросхема ФАП К561ГГ1 эффективно применяется в ЧМ-детекторах (демодуляторах) и ЧМ-модуляторах, в умножителях и синтезаторах частот, синхронизаторах потоков данных, декодерах поднесущих, в связных схемах «модулятор-демодулятор» (сокращенно они называются модем), а также используется как генератор и формирователь сигналов.



Рисунок 3.10 – Структурная схема микросхемы К561ГГ1



Рисунок 3.11 – Цоколевка микросхемы К561ГГ1

Микросхема К561ГГ1 (рисунок 3.10) содержит следующие внутренние узлы: генератор, управляемый напряжением (ГУН), два фазовых компара­тора (ФК1 — исключающее ИЛИ или ФК2 — триггерная схема), форми­рователь-усилитель УФ входного сигнала, выходной истоковый повторитель ИП. Для удобства применения иа кристалле микросхемы изготовлен источник опорного напряжения — стабилитрон с напряжением 5,2 В. Рас­смотрим действие отдельных частей микросхемы ФАП К561ГГ1. На рисунке 3.10 показана полная схема так называемой петли ФАП.

Узел ГУН — основа ФАП. Она обеспечивает линейность преобразова­ния напряжение — частота лучше 1%. Для установки свободной частоты ГУН и диапазона девиации этой частоты требуется три внешних элемента: конденсатор C1 и резисторы R1, R2 (см. рисунок 3.12,а). Элементы R1 и С1 фиксируют свободную частоту генерации, с помощью R2 этой частоте можно дать постоянный сдвиг.



Рисунок 3.12 – Частотные характеристики ФАП: а) зависимость центральной частоты f0 от R1 и C1; б) то же для частоты сдвига ΔfСДВ; в) зависимость пределов частот от отношения R2/R1

Частота выходных импульсов ГУН (на выходе 4) называется сво­бодной, если на входе управления частотой ГУН (на выводе 9) напряжение отсутствует.

В петле ФАП на вход ГУН (вывод 9) подается напряжение ошибки. В устройстве (рисунок 3.10) оно снимается с внешнего фильтра низкой частоты (R3, С2), где сглаживается импульсный сигнал, генерируемый одним из фазовых компараторов ФК1 или ФК2. Выбрать выход компарато­ра позволяет переключатель S1. Управляющий сигнал ГУН имеется и на выводе 10 — исток повторителя. Для правильной работы повторителя требуется подключать внешний резистор нагрузки RН >10 кОм. Если этот выход не нужен, вывод 10 оставьте свободным.

Петля ФАП в схеме (рисунок 3.10) состоит из трех узлов: ГУН, ФК1 (или ФК2) и фильтра низкой частоты (ФНЧ). Фильтр НЧ образуют ре­зистор R3 и конденсатор С2. Как известно, особо опасна для работы систе­мы ФАП вторая гармоника частоты ГУН. Поскольку входное сопротивле­ние ГУН велико (до 1012 Ом), номинальная емкость конденсатора С2 в результате может быть небольшой. Входной цифровой сигнал Uc вводится в петлю ФАП от входа 14 через усилитель УФ и поступает на сигнальные входы обоих компараторов ФК1 и ФК2. На вторые входы компараторов подается выходной меандр свободной частоты от выхода ГУН. На выходе ФК в начальный момент должно присутствовать напряжение ошибки, соответствующее разности частот сигнала Uc и свободной ГУН. Отфиль­трованное (сглаженное) напряжение с конденсатора С2 поступает на вход ГУН (вывод 9) в такой фазе, чтобы частота ГУН стала приближать­ся к частоте сигнала Uc.

Некоторое время, таким образом, будет идти переходной процесс ав­топодстройки частоты. В конце этого процесса установится режим автопод­стройки фазы, поскольку частоты будут равны. Затем петля ФАП с боль­шой точностью уравняет фазы сигнала и выходного напряжения ГУН. Полезными выходными сигналами петли ФАП могут быть как напряжение с выхода ФНЧ (выход повторителя, вывод 10), так и выходная частота fГУН (вывод 4). Напряжение UФНЧ используется при демодулированин входного ЧМ-сигнала (получается ЧМ-детектор), а частота fГУН – результат работы синтезатора частоты.

Для синтеза частот, кратных входной частоте сигнала Uc, выход ГУН (вывод 4) присоединяется ко входам ФК (вывод 3) через внешний цифро­вой делитель частоты в N раз. Тогда выходная частота ГУН будет в N раз выше, чем основная. Для схем синтеза частот необходимы счетчики с предварительной записью, а также реверсивные и программируемые; можно использовать счетчики К176ИЕ4, К561ИЕ9 и К561ИЕ10.

У схемы ГУН имеется вход разрешения Е. Напряжение низкого уровня на этом входе разрешает работу схеме ГУН и истоковому повторителю. Если требуется уменьшить мощность потребления в режиме ожидания, на вход разрешения Е следует подать напряжение высокого уровня. Номина­лы внешних элементов следует выбирать в пределах: R1, R2≥10кОм, RИ ≤ 1МОм, С1>100пФ (при UИ.П. = 5 В) и С1>50 пФ (при UИ.П. >10 В).

Центральную частоту ГУН f0 (свободная частота ФАП, работающей с компаратором ФК1) можно выбрать по рисунку 3.12, а. Выбранную частоту f0 следует сместить (сдвинуть) на величину ΔfСДВ, если вывод 12 микросхемы и нулевой провод соединить через резистор R2. Значение частоты сдвига ΔfСДВ можно определить по рисунку 3.12, б. Необходимо учесть, что от экземпля­ра к экземпляру микросхем выбранные значения f0 и ΔfСДВ могут меняться даже на 20%.

На рисунке 3.12,в показана зависимость максимальной fmax и минималь­ной fmin частот от отношения номиналов R2/R1. Здесь fmax определяется, когда UвхГУН = Uи.п., a fmin, если UвхГУН = 0. Значение частоты fmax составляет 1,5 МГц (Uи.п. =15 В); при Uи.п. = 5 В fmax = 0,5 МГц.

Фазовые компараторы ФК1 и ФК2 имеют общие входы (вывод 3, см. рисунок 3.11). На внешний вывод 3 следует подавать сигнал только логики КМОП (уровень логического нуля ниже 0,3Uи.п., логической единицы — выше 0,7Uи.п.). Сигналы с меньшей амплитудой можно подавать через емкость и дополнительный усилительный каскад. ФК1 — простой каскад исключающее ИЛИ. Для хорошей его работы и увеличения диапазона захвата ФАП требуется строго симметричный входной меандр Uc. Схема ФК1 такова, что без входного сигнала (или помехи) на ее выходе имеется потенциал Uи.п./2, под действием которого ГУН должен генерировать на центральной частоте диапазона f0. С этим компаратором ФК1 полоса захвата петли ФАП остается в заданных пределах при сильных помехах. ФК1 лучше обеспечивает слежение ФАП на частотах, близких к гармони­кам центральной частоты ГУН f0. Особенность применения ФК1 в том, что фазовый угол между сигналом и выходом компаратора UвыхФК меняется от 0 до 180° (см. рисунок 3.13,а).



Рисунок 3.13 – Характеристика фазового компаратора ФК1 (а) и диаграммы сигналов в схеме ФАП на центральной частоте f0 (б)

На центральной частоте ГУН этот угол равен 90° (четверть периода). На рисунке 3.13,б показан пример диаграммы работы узлов ФАП, когда между напряжением сигнала Uc и напряжением ГУН UГУН существует равенство частот f0 и угол сдвига соответствует 1/4 периода. В такой момент выходное напряжение ФК1 представляет собой меандр с удвоенной частотой ГУН (третья линия на диаграмме). Постоян­ная составляющая такого меандра Uи.п./2, однако даже после хорошего ФНЧ выходное напряжение UвыхФНЧ имеет некоторую составляющую второй гармоники частоты ГУН (четвертый график диаграммы). Эта поме­ха в петле ФАП наиболее трудно устранимая. Полоса захвата ФАП с использованием ФК1 определяется полосой ФНЧ.

Схема ФК2 представляет собой четырехтриггерное ЗУ с логикой управ­ления. Чтобы ФК2 и ФК1 работали на общий выход, схема ФК2 имеет третье состояние Z. ФК2 запускается положительными перепадами входных импульсов, поэтому скважность приходящих прямоугольных импульсов сигнала Uc не имеет значения. На рисунке 3.14 показано пять осциллограмм для петли ФАП, работающей с ФК2.



Рисунок 3.14 – Диаграммы сигналов в петле ФАП

Если частота входного сигнала больше (или меньше), чем частота ГУН, выходной каскад ФК2 находится в разомкнутом Z-состоянии. Когда частоты равны, но сигнал отстает по фазе от напряжения ГУН, выходное напряжение ФК2 будет находиться на низком уровне. Если отстает по фазе напряжение ГУН от напряжения сигнала Uc на выходе ФК2 появится напряжение высокого уровня. Высокий (или низкий) уровень на выходе ФК2 будет удерживаться до тех пор, пока существует разность фаз. На выходе ФНЧ (конденсатор С2 на рисунке 3.10) напряжение UC2 скачком изменяться не может, поэтому уравнивание фазы UвыхГУН c фазой сигнала Uc потребует некоторого времени.

После уравнивания фаз оба р- и n-канальные выходные транзисторы ФК2 размыкаются, выход переходит в Z-состояние, следовательно, на кон­денсаторе С2 будет храниться потенциал, соответствующий равенству фаз. Соответственно управляющему напряжению UC2 будет зафиксирована частота ГУН. ФК2 имеет специальный выход фазовых импульсов ФИ. По уровню напряжения UФИ можно видеть, находится ли ФАП в режиме слежения (высокий уровень) или подстройки (низкий уровень).

Таким образом, при работе ФК2 разность фаз Uc и UГУН в режиме слежения петли равна нулю. В эти моменты ФК2 потребляет минимум тока, поскольку его выходной каскад разомкнут. Полосы слежения и захвата ФАП с ФК2 одинаковы и не определяются свойствами ФНЧ.

Если сигнала Uc нет, ГУН настраивается на самую низкую частоту своего диапазона под воздействием минимального напряжения UвыхФК.

На диаграмме (рисунок 3.14) отмечены три периода. Считаем, что частоты Uc и Uгун равны. На этапе I фаза Uc опережает фазу Uгун. После переходного процесса подстройки (ему по времени соответствует отрица­тельный импульс UФИ), фазы уравниваются, так как напряжение UC2 повышается. Это напряжение сохраняется на протяжении этапа II, когда удерживается равенство фаз.

На этапе III соотношение входных фаз сигнальной Uc и опорной Uгун последовательностей импульсов обратное, поэтому для уравнивания их напряжение UC2 должно несколько уменьшиться.


Скачать файл (937.4 kb.)

Поиск по сайту:  

© gendocs.ru
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации
Рейтинг@Mail.ru