Logo GenDocs.ru

Поиск по сайту:  


Загрузка...

Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами - файл 1.docx


Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами
скачать (372 kb.)

Доступные файлы (1):

1.docx373kb.15.12.2011 13:29скачать

содержание
Загрузка...

1.docx

Реклама MarketGid:
Загрузка...
Министерство информационных технологий и связи РФ

Федеральное агенство связи

ГОУ ВПО “Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики”

Уральский технический институт связи и информатики (филиал)

Пояснительная записка
На тему: «Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами»

По дисциплине: Теория электрической связи


Выполнил: студент гр. МЕ-Х

ФИО

Проверил: Волынский Д.Н.

Екатеринбург 2008



Содержание




1
Введение

3

2

Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами

4

2.1

Характеристика исходных данных

4

2.2

Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажения

5

2.3

Выбор частоты (интервала) дискретизации

6

2.4

Распределение Лапласа. Нахождение Пик – фактора

7

2.5

Расчет числа разрядов квантования

8

2.6.

Расчет длительности импульсов двоичного кода

8

2.7

Расчет ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

8

2.8

Расчет информационных характеристик источника сообщения и канала связи

9

2.9

Расчет отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приема

10

2.10

Выбор сложного сигнала для передачи информации и для синхронизации

13

3.

Заключение

20

4.

Литература

22

5. Приложение - рисунок 1






Введение



Для передачи непрерывных сообщений можно воспользоваться дискретным каналом. При этом необходимо преобразовать непрерывное сообщение в цифровой сигнал, т.е. в последовательность символов, сохранив содержащуюся в сообщении существенную часть информации. Типичными примерами цифровых систем передачи непрерывных сообщений являются системы с импульсно–кодовой модуляцией (ИКМ) и дельта–модуляцией (ДМ).

Для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму используются операции дискретизации и квантования. Полученная таким образом последовательность квантованных отчетов кодируется и передается по дискретному каналу как всякое дискретное сообщение. На приемной стороне непрерывное сообщение после кодирования восстанавливается.

Преимущество цифровых систем передачи перед непрерывными системами в их высокой помехоустойчивости.

При цифровой системе передачи непрерывных сообщений можно, кроме того, повысить верность применением помехоустойчивого кодирования. Высокая помехоустойчивость цифровых систем передачи позволяет осуществить практически непрерывную по дальности связь при использовании каналов сравнительно невысокого качества.

Другим преимуществом цифровых систем является широкое использование в аппаратуре преобразования сигналов современной элементной базы цифровой ВТ и микропроцессоров

На рисунке 1 приведена общая структурная схема системы передачи в цифровой форме. В составе цифрового канала предусмотрены устройства для преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму – АЦП (аналогово–цифровой преобразователь) на передающей стороне и устройства преобразования цифрового сигнала в непрерывный – ЦАП (цифро-аналоговый преобразователь) на приемной стороне.

Преобразование аналог – цифра состоит из трех операций. Сначала непрерывное сообщение подвергается дискретизации по времени через интервалы, полученные отсчеты мгновенных значений квантуются, а после полученная последовательность квантованных значений передаваемого сообщения представляется посредством кодирования в виде последовательности кодовых комбинаций. Это преобразование называется ИКМ.

Полученный с выхода АЦП сигнал ИКМ поступает или непосредственно в линию связи, или на вход передатчика, где последовательность двоичных импульсов преобразуется в радиоимпульсы.

На приемной стороне линии связи последовательность импульсов после демодуляции и регенерации в приемнике поступает на ЦАП, назначение которого состоит в обратном преобразовании (восстановлении) непрерывного сообщения по принятой последовательности кодовых комбинаций. В состав ЦАП входят декодирующее устройство, предназначенное для преобразования кодовых комбинаций в квантованную последовательность отсчетов, и сглаживающий фильтр, восстанавливающий непрерывное сообщение по квантованным значениям.

Преобразование непрерывных сообщений в цифровую форму в системах ИКМ сопровождается округлением мгновенных значений до ближайших разрешенных уровней квантования. Возникающая при этом погрешность представления является неустранимой, но контролируемой (т.к. не превышает половины шага квантования). Выбрав малый шаг квантования, можно обеспечить эквивалентность по заданному критерию исходного и квантованного сообщений. Погрешность квантования, представляющую собой разность между исходным сообщением, восстановленным по квантованным отсчетам, называют шумом квантования.



Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами




2.1. Характеристика исходных данных



Подлежащее передаче по цифровому каналу сообщение представлено законом распределения (плотностью вероятности мгновенных значений), зависимостью спектральной от частоты и эффективным значением напряжения, представляющим собой корень квадратный из удельной мощности процесса.

Задано так же допустимое значение относительной эффективной ошибки входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех. К входным преобразованиям относятся ограничение максимальных значений сообщения, дискретизация и квантование непрерывного сообщения. Т. о., входное входные преобразования вносят три класса ошибок, которые можно считать некоррелированными. Тогда эффективное значение относительной ошибки преобразований может быть найдено по формуле:

(2.1)



где – эффективное значение относительной ошибки, вызванной временной дискретизацией сообщения;

– эффективное значение относительной ошибки, вызванной ограничением максимальных отклонений сообщений от среднего значения;

– эффективное значение относительной ошибки, вызванной квантованием сообщения.

В реальных условиях все три операции выполняются практически одновременно в процессе преобразования аналогового сообщения в цифровую форму. Однако для удобства расчетов предполагается, что первой операцией является дискретизация, второй – ограничение, а третьей квантование.

Эффективное значение относительной ошибки временной дискретизации сообщения X(t) определяется равенством:

δ1=Sxfdf/0∞Sxfdf (2.2)


где df – частота временной дискретизации;

Sx(t) – спектральная плотность мощности сообщения X(t).
В задании на проектирование форма спектральной плотности мощности сообщения определена равенством Skt=S0/(1+ff02K) (2.3)

где ^ S0 – спектральная плотность мощности сообщения на нулевой частоте;

K – параметр, характеризующий порядок фильтра, формирующего сообщение;

f0 – частота, определяющая ширину спектра сообщения по критерию снижения Sx(t) в два раза по сравнению с ее значением на нулевой частоте Sx(0).



Подставляя (2.3) в (2.2), вычисляя интегралы и извлекая квадратный корень, можно получить выражение, связывающее значение ошибки и частоты Fд. При заданном значении можно найти минимальное значение первого из входных преобразований сообщения.

Заданы параметры:




  • Показатель степени К=5

  • Частота Гц

  • Относительная ошибка %

  • Вид модуляции ЧМ



2.2. Распределение ошибки передачи сообщения по источникам искажений




При передаче непрерывного сообщения цифровым способом источники искажения сосредоточены на приемной стороне в детекторе модулированного сигнала, а на передающей – в преобразователе непрерывного процесса в цифровой, т.е. в преобразователе «аналог – код». В свою очередь в последнем источнике можно выделить три причины возникновения искажений:

  • временная дискретизация непрерывного сообщения;

  • ограничение пиковых значений непрерывного сообщения;

  • квантование.

Эффективное значение относительной среднеквадратичной ошибки передачи информации можно в первом приближении представить в виде:




(2.4)




где , i=1,4 – эффективное значение относительной ошибки, вызванной каждой из перечисленных выше причин.

При заданном значении возможно много вариантов подбора значений слагаемых в формуле (2.4).

Указанный выше вариант, когда сумма квадратов первых трех слагаемых на порядок превышает значение дисперсии относительной ошибки, вызванной действием помех, часто применяется на практике, но не является экономным с точки зрения затрат энергии источника сигнала. В частности, рекомендован выбор всех слагаемых одинаковым. В данном варианте мы выбираем:


(2.5)



=0.29


2.3. Выбор частоты (интервала) дискретизации




При выборе частоты дискретизации Fd необходимо пользоваться правилом, следующим из равенства (2.2), с использованием выражения (2.3) для спектральной плотности мощности сообщения.

При вычислении интегралов в (2.2) использовать приближенное выражение:



(2.6)

(2.7)

(2.8)




полная W (энергия) (2.9)




Т.о, частота дискретизации рассчитывается по формуле:


S(t)

Sx(t)

f0 Fd /2 t
Рис. 2




2.4.Распределение Лапласа. Нахождение пик – фактора.




Следующее преобразование – ограничение размаха отклонений сообщения от среднего значения (математического ожидания), полагаемого во всех вариантах заданий равным нулю. Введение ограничения неизбежно при преобразования непрерывного сообщения в цифровую форму, однако процесс ограничения вызывает искажения исходного сообщения. Степень искажений зависит от закона распределения (плотности вероятности) исходного сообщения и от отношения порога ограничения к эффективному значению входного сообщения. В дальнейшем отношение H максимального пикового значения непрерывного сообщения к его эффективному значению называется пик – фактором. В качестве исходных данных использовано 4 вида распределения аналоговых сообщений. Это распределение равномерной плотности, нормальное распределение, Гауссово распределение и распределение Лапласа. Сообщение заданного вида имеет распределение Лапласа:



W4x=12aexp⁡(-xa) (2.10),

Где а – параметр сообщения, определяющий его дисперсию, которая равна:




δk2=2*a2 (2.11)




На рисунке 2 изображена плотность вероятности при распределении Лапласа.



Непосредственным интегрированием можно получить выражение для эффективного значения относительной ошибки, вызванной ограничением пиковых значений этого сообщения:




(2.12)



Где – пикфактор

Сообщение является одной из моделей речевого процесса.

Таким образом, при заданном эффективном значении ошибки входных преобразований определяется пикфактор ограниченного непрерывного сообщения, используемый в дальнейшем для определения числа разрядов представления этого сообщения в цифровой форме.




Примем значение пикфактора равным H=2.45





2.5. Расчет числа разрядов квантования




Задавшись допустимым значением относительной ошибки можно найти число разрядов двоичного кода, обеспечивающее заданную точность преобразования:



(2.13)

где Е(х) – целая часть дробного числа х.




2.6. Расчет длительности импульса двоичного кода




После определения частоты дискретизации и числа разрядов двоичного кода можно определить длительность импульса кодовой последовательности по формуле:



, (2.14)

где – длительность временного интервала предназначенного для передачи сигналов синхронизации.

После преобразований мы получаем формулу для длительности импульса:



2.7. Расчет ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом




В системах предусмотрено использование сигналов с активной паузой за счет изменения фазы на П или частоты на некоторое значение . Скачкообразное изменение параметра сигнала называется манипуляцией в отличии от модуляции, которая предусматривает плавное изменение параметра. Т.о., в результате манипуляции двоичная последовательность кодовых символов с различными фазами (частотами) может быть представлена суммой двух импульсных последовательностей с различными начальными фазами или частотами. Поскольку характер последовательностей определяется реализацией сообщения, каждую из них следует считать случайным процессом с характерной для последовательности прямоугольных импульсов функции корреляции в виде гармонической функции (косинуса) с огибающей треугольной формы. Спектральная плотность мощности такой последовательности имеет вид функции , максимум которой находится на несущей частоте, а ширина главного лепестка по первым нулям спектральной плотности равна





(2.15)

На практике и в литературе обычно ширина спектра определяется полосой частот, в которой сосредоточено (80 – 90 %) энергии (мощности) сигнала. По этому критерию для радиоимпульса прямоугольной формы обычно принимается



(2.16)

Это же значение имеет ширина спектра всего фазоманипулированного сигнала, так как несущие частоты обеих последовательностей совпадают.

Для сигнала с частотной модуляцией ширина спектра увеличивается по сравнению с предыдущим значением на расстояние между несущими последовательностей «единиц» и «нулей»:



(2.17)

Как правило для уверенного различия несущих достаточно выбрать . Тогда для сигнала с частотной манипуляцией можно полагать:

а для сигнала с фазовой манипуляцией использовать выражение (2.16).

Приведенные выражения не являются строгими и универсальными. Они лишь соответствуют наиболее часто используемым на практике случаям.

Используя (2.26), при условии , можно получить:


2.8. Расчет информационных характеристик источника сообщения и канала связи




Необходимо рассчитать энтропию источника сообщения, оценить его избыточность, производительность.

Для расчета энтропии целесообразнее всего воспользоваться приближенной формулой, которая является достаточно точной при большом числе уровней квантования:



где – плотность вероятности сообщения,

Wx=12a*e(-|x|a), a=6x/2

– значение интервала квантования, которое можно рассчитать по ранее полученным результатам,

– порог ограничения сообщения.

При записи плотности вероятности сообщения следует учесть, что эффективное значение сообщения равно одному Вольту , а при интегрировании для распределения Лапласа пределы брать бесконечными.



Максимальная энтропия источника, достигаемая при равномерном распределении Hmax=7 бит/символ

Для оценки избыточности рекомендуется рассчитать информационную насыщенность сообщения:



(2.18)

Тогда избыточность может быть найдена из выражения:




Производительность источника сообщения находится из равенства:



V=2f0Hx=2*600*6.657=7988бит/с


Пропускная способность канала связи определяется известной всем формулой Шеннона:
С=f0log21+PcPш=f0log222H(x)=7988бит/с (2.19)

Сравнивая, пропускную способность с производительностью, источника можно найти значение отношения мощностей сигнала и помехи, требуемое для согласования источника сообщения и каналом связи. Необходимо иметь в виду, что в данном случае речь идет о мощности шума в полосе частот, равной частоте дискретизации сообщения, а также, что при этом информация передается без искажений.



2.9. Расчет отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приема




Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приемом одного из символов двоичного кода за счет широкополосного шума, можно найти по формуле:




(2.20)






где Рош – вероятность ошибки приема разрядного символа. Приведенная формула справедлива при небольших значениях .

Выбирая вероятность ошибки Рош т.о., чтобы дисперсия относительной ошибки была по крайне мере на порядок ниже суммы дисперсии относительных ошибок отдельных этапов входных преобразований, можно обеспечить общую погрешность передачи аналогового сообщения, практически равную погрешности входных преобразований. Обеспечение заданного значения вероятности ошибки осуществляется выбором соответствующего превышения мощности сигнала над мощностью шума, формированием сигнала на передающей стороне системы (способом передачи) и способом приема – совокупностью устройств выделения сообщения из смеси сигнала и помехи, присутствующей на входе приемного устройства.

В то же время необходимо минимизировать мощность источника сигнала, так как излишек мощности повышает стоимость системы связи, уровень помех другим связным системам, в некоторых случаях ухудшает экологическую обстановку вблизи источника сигнала.

Из формулы (2.31)выразим допустимую вероятность ошибки:




, отсюда выражаем :

(2.21)

Схема оптимальной когерентной обработки



Рисунок 4


Зависимость вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи приведены на рис. 2 в методическом пособии [3.3, стр. 10]. Задаваясь значением вероятности ошибки, полученной из приближенного равенства (2.21), можно найти требуемое значение отношения , обеспечивающее качество приема при наилучшем способе.Находим график ЧМ, откладываем по оси значение проводим перпендикуляр до нашего графика и по точке пересечения находим значение .

Т.о., qког2=48

Применяется ОФМ и некогерентный приемник.



Рис. 5. – Схема когерентной передачи

Некогерентную вероятность ошибки найдем из формулы:

pош=Φ(-q2)≈0.5e-q24

Выразим и получим qнеког2=-4ln⁡(2pош) = 52,3












2.10. Выбор сложного сигнала для передачи информации и для синхронизации



Достоинства сложных сигналов:
  • Сложные сигналы обладают повышенной помехоустойчивостью по отношению к помехам с сосредоточенным спектром (узкополосным помехам);

  • Так же сложные сигналы обладают повышенной разрешающей способностью, которая позволяет разделить сигналы при многолучевом распространении.

  • Кроме того, использование сложного сигнала позволяет обеспечить синхронизацию устройства восстановления аналогового сообщения по принятому цифровому сигналу.

Т.о., необходимо выбрать два вида используемых сигналов с ФКМ – фазокодовой манипуляцией (это последовательность импульсов, у которых фаза меняется на П по специальному коду). Один сигнал должен быть использован для синхронизации, второй – для передачи информационных символов.

Существует два типа кода:

  1. код Баркера;

  2. М–последовательность

К-ый элемент последовательности рассчитывается по формуле:

(2.22)

где с и d – двоичные числа.



Таблица 1


n

C1

C2

C3

C4

C5

3

1

0

1







3

0

1

1







4

0

0

1

1




4

1

0

0

1




4

0

0

1

0




5

0

1

0

0

1

5

0

1

1

1

1

5

1

1

1

0

1

5

1

0

1

1

1

5

1

1

0

1

1



– максимальный уровень лепестка.

Составим М-последовательность для информационного элемента. Для этого зададим первые четыре импульса:






Произвольно выберем из таблицы 1 комбинацию С, состоящую из 4 элементов




Рассчитаем остальные элементы:



Т.о., мы получили М-последовательность для информационного элемента:


000100101101111

Единиц должно быть больше, чем нолей на один разряд.

Длительность импульса теперь должна уменьшиться и стать равной:



Uде N – количество импульсов в фазоманипулированном коде, несущим один символ (1 или 0) информационного кода (длина последовательности).

Рассчитаем новое значение полосы пропускания приемника по формуле:



кГц




Далее строим функцию автокорреляции для сигнала Баркера 11.

11 Баркер имеет вид : 11100010010








1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

0

1

11

1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

0

1

0




1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

0

-1







1

1

1

0

0

0

1

0

0

1

0










1

1

1

0

0

0

1

0

0

-1













1

1

1

0

0

0

1

0

0
















1

1

1

0

0

0

1

-1



















1

1

1

0

0

0

0






















1

1

1

0

0

1

























1

1

1

0

0




























1

1

1

-1































1

1

0


































1







































Рисунок – График автокоррелиации сигнала Баркера 11







Далее строим функцию автокорреляции для М-последовательности.




М-последовательность имеет вид : 000100101101111














0

0

0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 1 1

15 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 1 1


0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 1

0 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1

6 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1

-2 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0

4 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1

1 0 0 0 1 0 0 1 0 1

-4 0 0 0 1 0 0 1 0

-1 0 0 0 1 0 0 1

-2 0 0 0 1 0 0

-1 0 0 0 1 0

-2 0 0 0 1

-3 0 0 0

-2 0 0

-1 0Рисунок – График автокорреляции М- последовательности




Далее строим функцию взаимной корреляции для М-последовательности и сигнала Баркера 11.




1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 0

1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0


-2 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1

-2 0 0 0 1 0 0 1 0 1

8 0 0 0 1 0 0 1 0

-1 0 0 0 1 0 0 1

0 0 0 0 1 0 0

3 0 0 0 1 0

0 0 0 0 1

1 0 0 0

0 0 0

1 0

1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 0

1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0


4 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0

1 0 1 0 0 1 0 1 1 0

0 1 0 0 1 0 1 1 0

-3 0 0 1 0 1 1 0

-2 0 1 0 1 1 0

1 1 0 1 1 0

2 0 1 1 0

1 1 1 0

0 1 0

-1 0

Рисунок – График взаимной коррелиации сигнала Баркера и М-последовательности

Рисунок - схема аналогового сумматора для Автокорреляционного сигнала Баркера 11


Рисунок - схема аналогового сумматора для

Автокорреляционного сигнала М-последовательеости




СФОИ – согласующий фильтр одиночного импульса.

На выходе будем иметь сигнал, амплитуда которого в 15 раз будет больше за счет задержки импульсов.

Используется два вида сигналов с ЧКМ – частотнокодовый манипулятор. Один сигнал должен быть использован для синхронизации, второй – для передаци информационных символов.




Сведем все основные результаты расчетов в таблицу 2.




Таблица 2




ВЕЛИЧИНА

ЗНАЧЕНИЕ

1. Эффективные значения относительных среднеквадратичных ошибок этапов входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех

0,05 %

2. Значение частоты дискретизации Fd

1,24 кГц

3. Значение пикфактора Н

2,45

4. Число разрядов двоичного кода

7

5. Ширина спектра сигнала ИКМ–ЧМ

19,84 кГц

7. Требуемое отношение при оптимальном когерентном приеме

48

8. Требуемое отношение при оптимальном некогерентном приеме

52,3






Заключение




В результате курсовой работы мы закрепили навыки по темам анализ систему передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчет характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналу связи с помехами. Разработали структурную схему системы передачи непрерывного сообщения в цифровой форме.

В результате курсовой работы хочется в заключении хотелось бы сказать об эффективности систем связи и о методах их повышения.

Под эффективностью понимают некоторую функцию показателей качества, которая характеризует систему связи с технической точки зрения.

Показатели качества – это такие параметры, которые удовлетворяют условию: чем больше (меньше) показатель качества, тем лучше (хуже) система. Например, показателями качества являются: точность (верность) воспроизведения сообщения, скорость передачи сообщения, пропускная способность, помехозащищенность, надежность и т.п..

Предварительный анализ систем можно вести по небольшому числу показателей качества. Обычно в их качестве берут скорость передачи верность передачи, определяемую вероятностью ошибки при передаче дискретных сообщений или отношением сигнал/шум на выходе демодулятора при передаче непрерывных сообщений. В литературе [4, стр. 315-318] рассчитаны параметры и построены кривые энергетической и частотной эффективности аналоговых и цифровых систем, так же кривые энергетической и частотной эффективности систем с многопозиционными сигналами и корректирующими кодами.

Анализ кривых показывает, что реальные системы связи проигрывают идеальной по Шеннону системе. Кривые позволяют оценить изменение энергетической и частотной эффективностей для аналоговых систем и в зависимости от основания кода для цифровых. В цифровых системах, например, с ИКМ-ЧМ, с увеличением основания кода энергетическая эффективность падает, а частотная увеличивается.

Системы с ЧМ сигналами имеют высокую частотную и низкую энергетическую эффективность.

Применение циклического кода позволяет повысить энергетическую эффективность в обмен на снижение частотной. Частотная эффективность при этом падает примерно на 3 дБ по сравнению с характеристиками системы связи с ЧМ. Циклическое кодирование позволяет получить выигрыш одновременно по энергетической и по частотной эффективности. Реализация подобных высокоэффективных систем приводит к увеличению их сложности.

Высокие показатели качества можно обеспечить при комплексном подходе к проектированию модулятора, кодирующего устройства и демодулятора, декодирующего устройства с учетом условий и ограничений, накладываемых на вид модуляции и кодирования, структуру и интенсивность помех, вид канала связи. При приеме в целом, хотя и обеспечивается наибольшая верность принятого сообщения, но оптимальный приемник из-за большого числа каналов очень сложен, следовательно имеет большую стоимость. Поэтому используется поэлементный прием с последующим декодированием принятой кодовой комбинации. Некоторое ухудшение качества в верности принятого сообщения здесь компенсируется существенным упрощением приемника.

Уменьшить потери информации при обработке сигнала можно различными способами, в том числе за счет более позднего принятия решения. Такой вид решения называется «мягким». При таком режиме напряжение с выходов согласованных фильтров хранятся в ЗУ и используется при декодировании принимаемой кодовой комбинации.

Повышение верности принятого сообщения достигается также согласованием кодирующего и декодирующего устройства с каналом связи.

Разработаны 2 способа согласования кодека с каналом. Первый связан с подбором кода, второй – с преобразованием исходных каналов к стандартному дискретному каналу.

Верность передаваемого сообщения можно повысить, если в состав системы связи ввести дополнительный канал и по нему передавать кодовые комбинации или спец сигналы. Если система с ретрансляцией на передающее устройство принятых кодовых комбинаций 

использует обратный канал полностью, то такая система называется системой с полной информационной ОС.

Если по обратному каналу передаются, наряду с полезной информацией, только некоторые признаки принятых информационных кодовых комбинаций, то система называется с укороченной информационной ОС.

Система, в которой повторение кодовых комбинаций происходит при обнаружении в них ошибок, являются разновидностью систем с адаптивным кодированием и декодированием.

Устранение избыточности реальных источников сообщений в ряде случаев диктуется необходимостью повышения эффективности систем связи.

В то же время эффективное кодирование оказывается экономически и технологически целесообразным в системах передачи данных. Устройства, реализующие эти принципы устранения избыточности речевого сигнала, называется формантным и гармоническим вокодерами. Решить задачу устранения избыточности при цифровом методе передачи речи позволяет также использовать методов кодирования с предсказанием и методов декорреляции.

Устранение избыточности источников при цифровой передаче непрерывных сообщений как правило сопровождается согласованием источника с цифровым каналом.



Литература




  • Теория электрической связи: Учебник для вузов./А.Г.Зюко, Д.Д. Кловский, В.И. Коржик, М.В. Назаров, под ред Д.Д. Кловского М.: Радио и связь, 1998 г;

  • Л.Л. Клюев. Теория электрической связи. Учебник для вузов. Минск. Дизайн ПРО, 1998 г;

  • Методические указания к курсовой работе «Расчет параметров систем передачи непрерывных сообщений дискретными сигналами»/ Д.В. Астрецов. Екатеринбург, УФ СибГути, 1999, 21с





Скачать файл (372 kb.)

Поиск по сайту:  

© gendocs.ru
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации
Рейтинг@Mail.ru