Logo GenDocs.ru

Поиск по сайту:  


Загрузка...

Аналоговая и аналогово-цифровая электроника - файл 11 листов.doc


Аналоговая и аналогово-цифровая электроника
скачать (1209.4 kb.)

Доступные файлы (2):

11 листов.doc893kb.20.06.2011 05:44скачать
12 листов.docx650kb.20.06.2011 04:51скачать

содержание
Загрузка...

11 листов.doc

Реклама MarketGid:
Загрузка...
Инвертирующий УПТ

Коэффициент усиления где K, R1 = Rвх и Rг считаются заданными.

Для уменьшения влияния среднего входного тока Iвх ОУ необходимо обеспечить равенство сопротивлений

в цепях инвертирующего и неинвертирующего входов, по которым протекают входные токи Iвх ОУ.

В цепи инвертирующего входа эквивалентное сопротивление равно

.

В цепи неинвертирующего входа эквивалентное сопротивление находится из выражения:

,

которое получено исходя из того, что баланс ОУ (^ Uсдв=0) будет достигнут при почти среднем положении подвижного контакта потенциометра R5. Если и потенциометр находится в среднем положении, то на его подвижном контакте напряжение будет равно нулю относительно общей шины ±Uп1,2.

Принимая R4 = R6, последнее выражение можно упростить:

Итак, и

Через делитель напряжения R4, R5, R6 протекает сквозной ток Iдел = 2Uп / (R4+R5+R6), или при R4 = R6

Максимальное напряжение, которое можно снять с делителя напряжения R4, R5, R6 определяется выражением:

Далее оценим возможное максимальное напряжение сдвига выходного напряжения ОУ (без балансировки).

Чтобы компенсировать этот сдвиг, с делителя напряжения R4, R5, R6 необходимо в цепь неинвертирующего входа ОУ подать напряжение Uвых.дел, равное. Таким образом, мы получили шесть выражений, в которых четыре неизвестных: R2, R3, R4 = R6, R5.


Генератор треугольного напряжения

Классическая схема ГТН

Рассмотрим случай, когда ^ Uсм=0 (соответствующие клеммы замкнуты).

Интегратор на ОУ DА2 интегрирует выходное напряжение ±U0 порогового устройства на ОУ DА1.

Значения ±U0 стабилизированы стабилитронами VD1 и VD2, включенными последовательно и встречно.

;

.

Если стабилитроны VD1 и VD2 идентичны (выбраны из одной и той же упаковки) или вместо них

применен двуханодный стабилитрон, то можно утверждать, что |–U0| =U0.

В схеме действует положительная обратная связь, поэтому она работает в автоколебательном двухтактном режиме.

В первом такте интегрируется напряжение, например, +^ U0 до момента срабатывания порогового устройства на ОУ DА1,

и начинается процесс релаксации – интегрируется напряжение –U0, происходит разинтегрирование опять до момента

срабатывания порогового устройства. Все это хорошо видно на диаграммах напряжения U0(t) и Uвых(t).

Известно, что пороги срабатывания порогового устройства равны U0R1/R2 и –U0R1/R2.

Переключение режимов интегрирования происходит в моменты времени, когда –Uинт=U0R1/R2 и Uинт= –U0R1/R2 или,

так как Uинт(t) =Uвых(t), в моменты времени, когда –Uвых.m= U0R1/R2 и Uвых.m= U0R1/R2.


Процессы интегрирования и разинтегрирования описываются уравнениями:

решая которые относительно Т1 и Т2, получаем где τи=R5С1– постоянная времени интегратора.

Частота следования треугольных импульсов

Итак,на выходе интегратора получили симметричное треугольное напряжение с полным размахом напряжения 2U0R1/R2.Важно,что частота автоколебаний не зависит от U0


ГТН со смещением выходного напряжения получается, если Uсм≠0

Рассмотрим частный случай, когда .

Полный размах треугольного напряжения .

Решив уравнения, получим:

и .

Частота следования треугольных импульсов будет равна



где τи=R5С1. Как видно, частота треугольного напряжения не зависит ни от напряжения смещения ^ Uсм, ни от опорного уровня U0. Это весьма примечательно для практического использования ГТН


Усилитель переменного напряжения УПН

В тех случаях, когда усилители предназначены для усиления только напряжений переменного тока, во входную и выходную цепи включают разделительные конденсаторы, которые не пропускают постоянные составляющие соответственно входного и выходного сигналов. В усилителях переменного напряжения постоянные составляющие сигналов следует рассматривать как паразитные сигналы. Благодаря входному и выходному разделительным конденсаторам постоянная составляющая входного напряжения не попадет в усилитель и, значит, не будет усиливаться напряжение сдвига выходного напряжения и его температурный дрейф не пройдет в нагрузку усилителя. Поэтому в усилителях переменного тока часто можно отказаться от необходимости балансировки ОУ и пренебречь влиянием температуры. Это особенно заметно в многокаскадных усилителях.

Коэффициент усиления инвертирующего усилителя переменного напряжения ,

где Rс1=1/2πfС1 и Rс2=1/2πfС2; f – частота входного напряжения

Коэффициент усиления неинвертирующего усилителя равен

.

Из последних двух формул следует, что коэффициенты усиления обеих схем стремятся к номинальным значениям R2/R1 и 1+ R2/R1, если влияние сопротивлений Rс1 и Rс2 разделительных конденсаторов С1 и С2 пренебрежимо мало, то есть в схеме на рис. 2.7, а Rс1<<R3 и Rс2<<Rн, в схеме на рис. 2.7, б Rс1<<R3 и Rс2<<Rн.

Так как Rс = 1/2πfС, то соответственно получаем три условия: для инвертирующего усилителя С1>>1/2πfнR1, для схемы неинвертирующего усилителя С1>>1/2πfнR3 и для обеих схем С2>>1/2πfнRн, в которых fн – нижняя (минимально возможная) частота входного напряжения Uвх.

В схемах инвертирующего и неинвертирующего усилителей для уменьшения влияния входных токов ОУ на величину напряжения сдвига выходного напряжения необходимо обеспечить равенства R3=R2 и R3=R1||R2 соответственно

Дифф УПН

Как показано на рис. 2.8, дифференциальные усилители переменного напряжения должны иметь разделительные конденсаторы в входных и выходных цепях. В схемах на рис. 2.8 и в других схемотехнических вариантах дифференциальных усилителей переменного напряжения разделительные конденсаторы рассчитываются так же, как в усилителях на рис. 2.7.


Интеграторы, диффиринциавторы

К числу электронных устройств, реализованных на основе ОУ с частотнозависимыми ООС, следует отнести интегратор, дифференциатор.

Рассмотрим интегратор на ОУ (см рис. 2.36, б Сразу видим очень положительное свойство интегратора – нагрузочная способность схемы определяется нагрузочной способностью ОУ и независимостью постоянной времени интегратора от величины полезной нагрузки Rн и паразитной емкости Сн, как во всех других схемах на ОУ с ООС.

Дифференциальное входное напряжение UдифОУ равно Uвых/ Ku=0, тогда напряжение на инвертирующем входе ОУ равно напряжению на неинвертирующем входе и оба они равны нулю. Значит, во входной цепи схемы будет протекать ток Iвх= Uвх/(R+Rг). Так как Iвх=Iвх+, то Iвх=Iос, и падение напряжения на конденсаторе С1 будет равно Iос∙(1/wC1)=Iвх∙(1/wC1).

Это напряжение действует между инвертирующим входом ОУ, имеющим нулевой потенциал относительно общей шины (виртуальный ноль), и выходной клеммой интегратора.

Следовательно, оно является выходным напряжением:



Так как параметры в этой форме являются комплексными величинами, то правильно будет ее переписать:

где (R+Rг)С1 – постоянная времени интегратора, τ; ω – частота входного напряжения . Обычно Rг<<R1, тогда,

откуда находим коэффициент передачи идеального интегратора: K(jω)=1/jωR1C1.



где U0 – некоторое напряжение, которое было на выходе интегратора до появления входного сигнала Uвх(t). Знак «–» в последней формуле показывает, что схема на рис. б является инвертирующим интегратором

Дифференциатор это устройство, выходное напряже-ние которого пропорционально первой производной (скорости изменения) входного напряжения.

Рассмотрим интегратор на ОУ. Необходимо отметить, что дифференциатор используется редко в прецизионной электронике, но все же его следует рассмотреть.

Коэффициент передачи дифференциатора на идеализированном ОУ и при R3=0

.

Так же, как это было сделано для интегратора, можно определить влияние реального значения коэффициента усиления Ku ОУ на коэффициент передачи K(p). Важнее отметить, что параметры ΔIвх и Uсм ОУ вызывают лишь только сдвиг выходного напряжения на UсмIвхR1, который зависит от температуры и не влияет на процесс дифференцирования:

.

коэффициент передачи:



Генератор синусоидального напряжения с мостом Вина

Генератор синусоидального напряжения с нефазосдвигающей обратной связью (мостом Вина-Робинсона) – наиболее простой схемотехнически и в анализе. На рис представлены принципиальная электрическая схема генератора, амплитудная и фазовая частотные характеристики RC-цепи ПОС.

Как видим, мостовая схема образована частотнозависимым R1, R2, C1, C2 – плечом и плечом из резисторов R3, R4. В диагональ моста включен дифференциальный вход ОУ. Плечо R3, R4, являющееся делителем напряжения, формирует отрицательную частотнонезависимую отрицательную обратную связь. Частотнозависимое плечо R1, R2, C1, C2, также являющееся делителем напряжения, обеспечивает ПОС.

Конденсатор ^ C3 – разделительный конденсатор, который не про-пускает в нагрузку Rн постоянную составляющую выходного напря-жения, обусловленную сдвигом нуля ОУ. Благодаря применению раз-делительного конденсатора C3 нет необходимости в балансировке ОУ.




Генератор синусоидального напряжения с мостом Вина-Робинсона, где а – принципиальная электрическая схема; б – амплитудно-частотная и в – фазочастотная характеристика R1, R2, C1, C2–цепи

Найдем передаточную функцию RC-цепочки ПОС




делитель напряжения Z1, Z2 будет иметь коэффициент передачи




в котором Z1(P)=R1+1/PС1, Z2(P)=R2||(1/PС2),

и

Характеристическая функция позволяет найти коэффициент передачи элемента ПОС и сдвиг фаз между выходным и входным сигналами:



Положительная ОС возникает при φос()=0, что возможно при V()=0, тогда

что позволяет найти искомую частоту



На этой частоте коэффициент передачи (затухания) цепи ПОС будет равен

Для практического использования схемы удобно принять R1=R2 и C1=C2, тогда f0=1/2πR1C1 и βос=1/3.

Условие баланса амплитуды K∙βос≥1 выполняется при K ≥3.

Сопротивления R3 и R4 можно найти из выражений



R3||R4=R2,

чтобы нейтрализовать влияние входных токов ОУ на сдвиг нуля ОУ.

Разделительный конденсатор C3>>1/2πf0Rн.

Для получения гарантированного незатухающего выходного напряжения коэффициент усиления K=1+R4/R3 должен быть незначительно больше трех настолько, чтобы амплитуда автоколебаний на выходе схемы составляла примерно 75 – 80 % от Uвых.max используемого ОУ при известном напряжении питания ±Uп1,2.

Неинвертирующий усилитель постоянного тока.

балансировочная цепь R4, R5, R6 участвует в формировании ООС, так как включена последовательно с резистором R1. Поэтому коэффициент усиления по напряжению K ,

где R4 = R6 и предполагается, что баланс наступит при почти среднем положении подвижного контакта потенциометра R5.

Если осуществляется балансировка схемы рассматриваемого усилителя, изменяется (незначительно) коэффициент передачи K. В прецизионной измерительной электронике этот факт имеет значение. Подобного явления в инвертирующей схеме нет.

Для подавления влияния входных токов на напряжение сдвига ^ Uсдв требуется обеспечить равенство сопротивлений в цепях инвертирующего и неинвертирующего входов ОУ. С этой целью включен резистор R3. Если внутреннее сопротивление Rг источника входного напряжения Uвх пренебрежимо мало, то это необходимо учитывать, включая резистор R3.

Пусть Rг << R3, тогда

Наконец, через балансировочную цепь R4, R5, R6 течет сквозной ток где имеется в виду, что R6 = R4.

Получили систему трех уравнений с пятью неизвестными: R1, R2, R3, R4 = R6, R5. Для ее решения нужно учесть какие-то рекомендации или особенности, задать некоторые искомые величины.

Самая «свободная» величина в системе уравнений – это сопротивление ^ R3, так как оно не влияет на параметры усилителя, кроме входного сопротивления, но оно и без R3, по-существу, безмерно большое. Поэтому R3 следует находить в последнюю очередь из выражения (1.19).

Не следует делать R2 слишком большим (более 1 Мом), так его величина согласно (1.15) сильно влияет на напряжение сдвига нуля Uсдв.

Формирователь временного интервала (ФВИ) можно отнести к генераторам сигнала, представленного в виде одного прямоугольного импульса с точно заданной длительностью. Здесь импульсный сигнал несет информацию в величине интервала времени

ФВИ на интегральном ОУ схемотехнически очень похож на генератор прямоугольных импульсов на ОУ,. В ФВИ транзистор останавливает автоколебательный процесс и формирует устойчивое состояние ожидания (режим покоя). С приходом запускающего импульса ФВИ выходит из состояния покоя на время, которое и является формируемым интервалом времени.

Если на выходе появится отрицательное напряжение Uˉвых.m, заданное двуханодным стабилитроном VD2, p-n-p-транзистор VТ1 откроется и установит потенциал точки С на уровне Uкэ.нас транзистора. При этом напряжение UˉА на неинвертирующем входе ОУ UˉА=Uˉвых.m R2/(R1+R2) будет удерживать схему в устойчивом состоянии неограниченное время

Пусть в момент времени t1 на вход схемы придет короткий управляющий импульс положительной полярности с амплитудой Uˉвх.m, большей UˉА=Uˉвых.mR2/(R1+R2). Тогда напряжение Uвх.mUˉАUкэ.нас будет положительным и вызовет переключение ОУ: Uвых=U+вых. Напряжение U+А будет поддерживать это новое состояние схемы, транзистор VT1 закроется и тем самым позволит конденсатору С1 заряжаться через резистор R3. Заряд конденсатора будет происходить до тех пор, пока не наступит равенство UC1(t)=U+А. В этот момент схема вернется в исходное состояние.

Сказанное выше можно представить в виде уравнения: где τ =R3С1

удобную для проектирования ФВИ формулу:

Некоторая погрешность в расчете, возникающая из-за пренебрежения величиной ^ Uкэ.нас транзистора, не имеет практического значения.

Соотношения компонентов: R3=R1||R2; Rвх=R1||R2, Диод VD1 защ-ет эммитерный переход транзистора VT1 от пробоя при Uвых=U+вых.

Счетчики

Счетчики – это последовательностные цифровые устройства, предназначенные для счета входных импульсов и представления их в виде двоичного, двоично-десятичного или какого-либо недвоичного кода. Счетчики строятся на тактируемых триггерах.

Максимальное число импульсов, которое может сосчитать счетчик без переполнения, называется коэффициентом пересчета (модулем счета). Коэффициент пересчета определяется количеством триггеров в счетчике и используемым кодом.

Различают асинхронные и синхронные счетчики, счетчики суммирующие (обычные) и реверсивные, которые и суммируют входные импульсы, и вычитают поступающие на счетный вход импульсы от ранее накопленного их числа.

Кольцевые счетчики – это недвоичные счетчики, в которых под воздействием тактовых импульсов по триггерам перемещается одна или несколько логических единиц (нулей). Конструктивно кольцевой счетчик представляет собой регистр сдвига, замкнутый в кольцо.

схема четырехразрядного кольцевого счетчика, реализованного на JK-триггерах


№ такт. имп.

исх. сост.

1

2

3

4

5

6

7

8



1

0

0

0

1

0

0

0

1



0

1

0

0

0

1

0

0

0



0

0

1

0

0

0

1

0

0



0

0

0

1

0

0

0

1

0






схема кольцевого счетчика с защитой от циркулирования ложной кодовой единицы




Видим, что защита реализована просто: первый триггер ^ DD1 может установиться в единицу только при J=1 и любом сигнале K. Этот способ защиты осуществляется логическим элементом 4ИЛИ-НЕ: и Q5=J=1 только при


Рассмотрим другой тип кольцевого счетчика – счетчик Джонсона – кольцевой счетчик с одной перекрестной связью в триггерном кольце. Счетчик Джонсона имеет коэффициент пересчета вдвое больший, чем обычный кольцевой счетчик с таким же числом триггеров.






№такт.

имп.

исх.

сост.

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

11

12

13

14

15



0

1

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

0



0

0

1

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

1

0

0



0

0

0

1

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

1

0



0

0

0

0

1

1

1

1

0

0

0

0

1

1

1

1






Двоичные счетчики – это счетчики импульсов, в которых число импульсов представляется в двоичном коде. Двоичные счетчики строятся на тактируемых JK-, D- или RS-триггерах. Так как триггер имеет два состояния, то n-разрядный двоичный счетчик будет иметь 2n состояний и n-разрядный выходной двоичный код.

Асинхронный двоичный счетчик состоит из последовательно включенных счетных триггеров.

Задний фронт (1/0) первого тактового импульса установит первый триггер ^ DD1 в единицу. Второй триггер не опрокинется в единицу, так как он реагирует на задний фронт, но не на перепад 0/1 на Т-входе. Второй тактовый импульс снова опрокинет первый триггер. Теперь на выходе Q1 появился перепад 1/0, который переведет второй триггер в единицу. Продолжая рассуждать аналогично, можно убедиться, что пятнадцатый импульс на счетном входе K установит счетчик в состояние . Шестнадцатый тактовый импульс вернет счетчик в исходное, нулевое состояние. Коэффициент пересчета рассмотренной схемы 24=16. Недостаток всех асинхронных счетчиков обусловлен последовательным соединением триггеров и, следовательно, несинхронным срабатыванием триггеров


^ Синхронные двоичные счетчики отличаются от асинхронных счетчиков тем, что в них тактовые импульсы поступают на С-входы триггеров одновременно (синхронно), и триггеры, которые должны переключаться при приходе определенного тактового импульса, переключаются одновременно или почти одновременно.

счетчик со сквозным переносом


Из этой схемы следует, что триггеры счетчика будут реагировать на тактовые импульсы только при сигнале разрешения Р=1. При Р=0 на J- и K-входах всех триггеров будут нули и они не работоспособны. До поступления на K-вход импульсов счетчик должен быть установлен в исходное состояние, когда .


Реверсивные двоичные счетчики могут работать как обычные двоичные счетчики, суммирующие число тактовых импульсов, поступающих на счетный вход, так и вычитающие тактовые импульсы из ранее набранного двоичного числа.

принципиальная электрическая схема асинхронного реверсивного двоичного счетчика, реализованная на счетных Т-триггерах

В этой схеме в зависимости от логического сигнала на Вх.N может происходить суммирование поступающих на Вх.K тактовых импульсов (N=1) и их вычитание (N=0). Это обеспечивается подключением Т-входа i-го триггера к прямому выходу предыдущего триггера Qi-1 (как в обычном асинхронном двоичном счетчике) или, в режиме реверса, соединением Т-входа триггера с инверсным выходом предыдущего триггера. Переключения выполняются логическими элементами 2И-2ИЛИ в соответствии с переключательной функцией

Реверсивные синхронные двоичные счетчики строятся на тактируемых фронтом импульса JK-триггерах.




В подобных счетчиках триггеры переключаются по тактовому сигналу на счетном входе ^ K счетчика, но не по команде из более младшего разряда – предыдущего триггера. Когда на K-входе счетчика нет импульса, на всех триггерах С=0 и они не реагируют на J- и K-сигналы, поэтому в синхронном счетчике не возникают никакие ложные комбинации на входах Q1, Q2, Q3, Q4 счетчика.


Двоично-десятичные счетчики – это двоичные счетчики с коэффициентом пересчета, равным 10. На выходе счетчика могут быть только 10 различных кодовых комбинаций.

Двоично-десятичные счетчики строятся на основе четырехразрядного двоичного счетчика, имеющего 16 выходных кодовых комбинаций, следующих в порядке двоичного счета. Значит, для трансформации двоичного счетчика в двоично-десятичный необходимо из 16 кодовых комбинаций исключить какие-то шесть значений, понизив тем самым коэффициент пересчета с 16 до 10.

Исключить лишние кодовые комбинации четырехразрядного двоичного числа Q4Q3Q2Q1 можно по-разному. Например, исключим шесть старших значений: 1010, 1011, 1100, 1101, 1110 и 1111. Тогда десятичное число тактовых импульсов K на входе в счетчик можно представить в виде:,

где коэффициенты 8, 4, 2, 1 называются весовыми. Говорят, что счетчик работает в коде 8-4-2-1. Подобных по назначению кодов существует множество.


Двоично-десятичный асинхронный счетчик 8-4-2-1 Двоично-десятичный синхронный 8-4-2-1




Пороговое устройство – это устройство сравнения входного напряжения с напряжением порога срабатывания.Эффективным средством повышения качества компаратора как органа сравнения входного напряжения с опорным напряжением является введение в схему положительной обратной связи, которая вызывает появление гистерезиса в проходной характеристике и порога срабатывания схемы. Компараторы с положительной ОС часто называют регенеративными компараторами или пороговыми устройствами.

На рис. 2.31 представлены электрическая схема, диаграммы напряжений и проходная характеристика инвертирующего порогового устройства на ОУ, которое благодаря положительной обратной связи не имеет зоны неопределенности, но обладает гистерезисом.

В схеме на рис. 2.31 выходное напряжение ^ Uвых ограничено двуханодным стабилитроном VD1: |Uвых.max|=Uст.VD1. Если пренебречь внутренним сопротивлением источника входного напряжения Uвх и считать, что дифференциальное напряжение стабилитрона VD1 пренебрежимо мало, то следует обеспечить равенство R3=R1||R2 и следующее условие: (Uвых.max.ОУUст.VD1)/R4<Iвых.max.ОУ.

Из представленной схемы видно, что входное напряжение Uвх сравнивается с напряжением .

Когда , срабатывание произойдет при Uвх=, и при Uвх> на выходе схемы установится отрицательное напряжение . Возврат схемы в первоначальное состояние начнется в момент, когда Uвх=, и при Uвх> на выходе установится положительное напряжение .

Видим, что величина гистерезиса равна 2Uпор и пороговое устройство на рис.2.31 является инвертирующим: на выходе действует положительное напряжение до тех пор, пока положительное входное напряжение Uвх еще не достигло порогового напряжения , и после опрокидывания отрицательное выходное напряжение будет сохраняться, пока входное напряжение Uвх не снизится до отрицательного значения .

Отличительной особенностью схемы инвертирующего порогового устройства является то, что на входах ОУ действуют большие синфазные напряжения Uвх.сф.ОУ=Uвх.max и дифференциальное Uвх.диф.ОУ=Uвх.max+Uпор. Недопустимо, чтобы эти напряжения достигали максимально допустимых значений выбранного типа ОУ.

Рассмотрим неинвертирующее пороговое устройство на ОУ.

Будем считать, что внутреннее сопротивление источника входного сигнала ^ Uвх и выходное сопротивление схемы пренебрежимо малы (по сравнению с ожидаемыми значениями сопротивлений R1 и R2). И пусть падение напряжения на резисторе R3 равно нулю в связи с малостью входного тока ОУ, тогда потенциал на инвертирующем входе ОУ равен нулю.

Пороги срабатывания схемы найдутся из уравнений:




или , если .

В рассмотренной схеме R3=R1||R2, и дифференциальное входное напряжение ОУ достигает величины 2Uпор, равной гистерезису проходной характеристики схемы.


Пороговое устройство со смещением. В обеих рассмотренных схемах пороговых устройств петлю гистерезиса проходной характеристики можно сдвигать, то есть имеется возможность изменять значения порогов срабатывания, не изменяя величины гистерезиса. С этой целью необходимо во входные цепи пороговых устройств включить напряжения смещения Uсм, как это показано на рис. 2.33.






Рис. 2.33 Инвертирующее (а) и неинвертирующее (б) пороговые устройства со смещением проходной характеристики



Необходимо напомнить, что благодаря использованию двуханодного стабилитрона VD1 , поэтому напряжение смещения Uсм сдвигает (смещает) пороги срабатывания и в положительном направлении (вправо на проходной характеристике) на величину UсмR2/(R1+ R2), если Uсм положительно, и в отрицательном направлении (влево) на ту же самую величину, когда Uсм отрицательно.

Напряжение Uсм на величину гистерезиса не влияет, гистерезис всегда равен .

Теперь рассмотрим влияние напряжения смещения на пороги срабатывания схемы, представленной на рис. 2.33, б. Пусть напря-жение Uсм положительно.



Значит, положительное напряжение ^ Uсм смещает оба порога срабатывания на величину Uсм(R1+R2)/R2 в положительном направлении.

Если Uсм отрицательно, то пороги срабатывания изменятся на ту же величину, но в противоположном направлении:



Как видим из уравнений, величина и полярность напряжения смещения на величину гистерезиса не влияет.

Для схемы на рис. 2.33, б в практической электронике примеча-телен частный случай, когда и .

Этот случай будет иметь место при .


Скачать файл (1209.4 kb.)

Поиск по сайту:  

© gendocs.ru
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации
Рейтинг@Mail.ru