Logo GenDocs.ru

Поиск по сайту:  

Загрузка...

Контрольная работа по дисциплине Теоретические основы радиолокации Тема: Фильтры накопления и подавления сигналов - файл 1.docx


Контрольная работа по дисциплине Теоретические основы радиолокации Тема: Фильтры накопления и подавления сигналов
скачать (360.6 kb.)

Доступные файлы (1):

1.docx361kb.16.11.2011 01:33скачать

содержание

1.docx

Контрольная работа

по дисциплине

«Теоретические основы радиолокации»


Тема: Фильтры накопления и подавления сигналов.




Содержание:


1. Общие сведения о первичной обработке радиолокационных сигналов.

1.1. Основные этапы первичной обработки.

1.2. Общие сведения об автоматическом обнаружении.

2. Накопители с динамической памятью.

2.1. Основные свойства аналоговых накопителей на лини

ях задержки с рециркуляцией.

2.2. Некоторые особенности построения рециркуляторов.

3.Аналоговые накопители со статической памятью.

3.1. Индикатор с послесвечением.

4. Подавители пассивной помехи системы СДЦ.

4.1. Метод череспериодной компенсации.

4.2. Частотная характеристика системы ЧПК.

4.3. Система многократной ЧПК.

4.4. Подавитель на дискретных фильтрах.

5.Литература.




^ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПЕРВИЧНОЙ ОБРАБОТКЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ


1.1. Основные этапы первичной обработки. Содержанием первичной обработки радиолокационных сигналов является: 1) внутрипериодная и межпериодная обработка сигналов, в том числе с использованием СДЦ и других средств борьбы с помехами; 2) автоматическое обнаружение полезных сиг

налов в смеси сигналов, шумов и помех, поступающих с вы

хода приемника; 3) автоматический съем координат цели.

В состав приемника современной РЛС входят согласо

ванный фильтр (СФ) одиночных импульсов, устройство межпериодной обработки, накопитель (полосовой гребенча

тый фильтр — ПГФ) и устройство оптимальной обработки сигналов движущейся цели на фоне пассивных помех — подавитель в виде режекторного гребенчатого фильтра — РГФ. Дополнительные устройства защиты от помех, вы

зываемых гидрометеообразованиями, а также другими ра

диосредствами (взаимные помехи) вместе с автоматическим обнаружителем и устройством автоматического съема ко

ординат цели образуют обычно единую аппаратуру первич

ной обработки информации (АПОИ).

Для первичной обработки применяются специализиро

ванные аналоговые, дискретно-аналоговые и цифровые уст

ройства, рассматриваемые в настоящей главе (вопросы авто

матического съема координат цели рассмотрены в гл. S). Если первичная обработка осуществляется в РЛС УВД обычно за один период обзора (один оборот антенны РЛС кругового обзора), то при вторичной обработке использует

ся информация от последующих периодов обзора, что обес

печивает определение параметров траектории цели. Для это

го применяется ЭВМ с гибкой программой.

^ 1.2. Общие сведения об автоматическом обнаружении. Автоматический обнаружитель — устройство для принятия решения о наличии или отсутствии полезного сигнала на выходе радиолокационного приемника после оптимальной обработки без участия человека-оператора.

Наиболее широко распространены обнаружители с фик

сированным объемом выборки. Объем выборки определяет число наблюдений, равное для РЛС кругового обзора числу импульсов в пачке N. При п элементах разрешения этому соответствует Nn информационных точек наблюдения. Ис

ходя из минимума среднего риска было сформулировано правило принятия решения по превышению отноше

нием правдоподобия некоторого порогового уровня в соот

ветствии с критерием Неймана — Пирсона. Как правило, в радиолокации применяются многоальтернативные обнару

жители, дающие решение о наличии или отсутствии цели для каждого элемента разрешения.

В автоматических обнаружителях РЛС используются цифровые вычислительные операции, в которых функции устройства межпериодной обработки и решающего устройст

ва переплетены. Поэтому часто межпериодная обработка осу

ществляется дважды: - в самом радиолокационном приемнике, а затем в обнаружителе. Заметим, однако, что последняя обычно является упрощенной.

Как правило, в таких цифровых обнаружителях приме

няется квантование на два уровня (бинарные обнаружители). При этом счетчик подсчитывает число превышений порога. Решение о наличии сигнала принимается, когда число превышений больше заданного числа (порога) при данном чис

ле наблюдении. Решение об отсутствии сигнала (наличии только шума) принимается, если пороговое число превыше

нии не достигается. При сканировании антенны для каждо

го элемента дальности выделяется «окно», захватывающее N периодов повторения, причем более старая информация «стирается» по мере поступления новой. Такой метод реали

зуется в обнаружителе типа «движущееся окно».

Следует отметить у рассматриваемых обнаружителей сильную зависимость вероятности ложной тревоги от зако

на распределения вероятностей помехи. В связи с необходи

мостью фиксации вероятности ложной тревоги (критерий Неймана — Пирсона) требуется специальная стабилиза

ция вероятности ложной тревоги. Это определяет класс параметрических обнаружителей. Обнаружители, у которых вероятность ложной тревоги постоянна в пределах задан

ного класса распределений вероятностей, именуются не

параметрическими. 

Выделяют также класс адаптивных об

наружителей, изменяющих свои параметры для поддержа

ния какой-либо рабочей характеристики. Простейшим при

мером таких обнаружителей как раз и являются устройст

ва стабилизации вероятности ложной тревоги.

Если объем выборки (число импульсов в пачке) заранее не фиксируется, а изменяется случайно в зависимости от данных наблюдения, то обнаружитель именуется последовательным. В этом случае используется РЛС с меняющейся скоростью сканирования.


^ 2. НАКОПИТЕЛИ С ДИНАМИЧЕСКОЙ ПАМЯТЬЮ


2.1. Основные свойства аналоговых накопителей на лини

ях задержки с рециркуляцией. Аналоговая форма сигнала в отличие от дискретной (цифровой) предполагает сохране

ние его в виде практически непрерывной функции времени. Дискретная же форма сигнала предполагает получение зна

чений сигнала в дискретные моменты времени (дискретиза

ция повремени) и разбиение этих значений на несколько уровней (квантование по амплитуде).


^ Рис. 1 Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) накопителя.


СФ для пачки импульсов со

стоит из СФ одиночного импульса пачки и накопителя груп

пового действия. Частотная характеристика последнего для пачки с прямо

угольной огибающей при Uk = 1 имеет вид

Подобную характеристику (рис. 1) можно получить с по

мощью многоотводной линии (ЛЗ) с временем задержки (N — 1) Тп или с помощью N — 1 линий, каждая из кото

рых создает задержку Тп.

Однако при N → ∞ характеристика описывает

ся выражением


Устройство с такой характеристикой может состоять из цепи с положительной запаздывающей обратной связью (рис. 2, а).








Предполагается, что в схеме рис. 2, а ЛЗ на время за

держки Тп с частотной характеристикой е- Тп и сумматор имеют бесконечно широкие полосы пропускания. Все эле

менты предполагаются однонаправленными. Так как коэф

фициент обратной связи β = l то система делается неустой

чивой, т. е. является генератором с запаздывающей обратной связью и поэтому не может работать в качестве накопителя. Чтобы сорвать генерацию, целесообразно посредством пре

рывателя и специального управляющего устройства замы

кать цепь обратной связи лишь на время действия пачки им

пульсов (рис. 2, б). Пока цепь обратной связи замкнута, то благодаря многократной циркуляции, сопровождаемой суммированием отдельных частей сигнала после каждой цир

куляции, происходит групповое накопление, характеризу

емое функцией ( 1 ). Так как при этом момент прихода пачки импульсов заранее неизвестен, то нельзя знать требу

емое время замыкания цепи обратной связи. Если же осу

ществлять периодическое размыкание, то из-за случайного характера времени прихода пачки будет заметно ухудшать

ся отношение сигнал-шум.

Чтобы избежать самовозбуждения, достаточно в схеме рис. 2, а снизить коэффициент положительной обратной связи β до величины, меньшей единицы, но близкой к ней (рис. 2, в). Если на входе такой цепи действуют сигнал и шум х (t), то возникает многократная циркуляция и на вы

ходе образуется серия сигналов х (t—k Тп ), которые задер

жаны на время k Тп (где k — целое число) и умножены на коэффициенты βk. Съем сигналов может производиться с вы

ходов 1 или 2. В первом случае образуются сигналы х(t) βx(t—Тп), β2x(t—2Тп),… βN-1x[t—(N-1)Тп)], поэтому суммарный сигнал на выходе

(если сигнал снимается с выхода 2, импульсы сдвигаются на время Тп ).

Сказанное иллюстрируется рис. 3 для циркуляции пач

ки видеоимпульсов s (t) (без шумов). Множители βk при β ≈ 1 равны

Иначе говоря, амплитуды циркулирующих импульсов умножаются при каждой циркуляции на экспоненциальные множители. После k циркуляции весовой коэффициент стано

вится равным е-(1-β)k, где k = О, 1, 2, ... Поэтому накопи

тели с рециркуляцией, или рециркуляторы, относятся к классу экспоненциальных.

Время накопления Тп определяющее число эффективно накапливаемых импульсов Nэф, можно условно определить как время, за которое весовой коэффициент спадает вдвое. Соответственно ехр [— (1 — β) Nэф = 0,5,



откуда

Рассмотрим частотные свойства экспоненциального на

копителя. Из схемы рис. 2, в (выход 1) для комплексных амплитуд следует


где е- Тп — коэффициент передачи ЛЗ с задержкой Тп откуда

Амплитудно-частотная характеристика

Она имеет максимумы на частотах f1 = k/Тп = kFп , равные

Кmах= 1/(1 -β),

а минимумы на частотах f2 = (2k + 1) Fп/2 (k = 0,1,2,...):

Кmin = 1/(1+β).

Сказанное иллюстрируется рис. 4, а для разных значений β в пределах одного периода АЧХ и характери

зует данную систему как ПГФ. Сопоставляя эту АЧХ с АЧХ идеального накопителя группового действия (см. рис. 1), видим, что они достаточно близки (по крайней мере в преде

лах полос пропускания — «зубьев»). Здесь в полной мере сохраняется «частотное» объяснение действия ПГФ; частот

ные составляющие полезного сигнала, расположенные в точках kFп, проходят без заметных искажений, а частот

ные составляющие шума, распределенные по частоте равно

мерно, значительно подавляются (рис. 4, в).

Фазочастотная характеристика (ФЧХ) легко определяет

ся из выражения ( 2 ):

Эта функция имеет период Fп и обращается в нуль в точках kFп /2, где k — целое число (рис. 4, б).

При увеличении β крутизна ветвей ФЧХ на

растает, а при β = 1 она ста

новится пило

образной и ее наклонный участок подчи

няется уравнению

в интервале изменений 2πf/Fп от 2kπ до (2k + 1) π, где k = 0, 1, 2, ...

Рассмотрим более детально форму полос пропускания ЛЧХ. Последнюю в нормированном виде представим так:

В окрестности точек k Fп частота f = kFп + Δf. Если Δf / Fп <<1, то cos 2π Δf Fп ≈ 1 — — (2π Δf Tп)2/2 и характе

ристика ( 3 ) преобразуется к виду

где

или с учетом √β ≈ (1 + β)/2

Таким образом, форма зубьев частотной характеристи

ки экспоненциального накопителя повторяет форму частотной характеристики простого контура в области малых расстроек. Полоса пропускания этих зубьев Δf0,7 определя

ется формулой ( 4 ), из которой следует, что полоса тем уже, чем больше коэффициент положительной обратной свя

зи β. Вместе с тем увеличение β в таком накопителе уменьша

ет его устойчивость.

Если в формулу ( 4 ) подставить βопт = 1 - (1,26/N)

и принять √β ≈ 1, то получим оптимальную полосу зубьев

где Т0 — длительность огибающей пачки.

Интересно отметить, что ( 5 ) совпадает с формулой для оптимальной полосы резонансного усилителя при воз

действии радиоимпульса с прямоугольной огибающей 1см.

Если говорить об огибающей пачки как о видеоим

пульсе длительностью Т0, то «нулевой зуб» ПГФ с полосой Δf0,7/2 будет иметь оптимальное значение полосы Δf0,7опт/2 = 0,2/Т0. Это положение является общим для пачки импульсов с произвольной огибающей: для получения на

ивысшего отношения сигнал-шум при когерентном накопле

нии необходимо, чтобы нулевой зуб ПГФ был согласован по полосе с огибающей пачки.

В заключение остановимся на импульсной характеристи

ке. Ее легко определить путем анализа циркуляции им

пульсов единичной амплитуды. Соответствующая характеристика для экспоненциального накопителя рис. 4, в име

ет вид

т. е. коэффициенты Gk = βk ≈ е -k(1-β).

Знание импульсной характеристики позволяет легко определить огибающую пачки на выходе при произвольной форме огибающей входной пачки. В простейшем случае, когда действует пачка импульсов единичной амплитуды, огибающая на выходе в интервале действия пачки 0 ≤ t < (N — 1) Тп равна




а после окончания действия входной пачки при t > (N —1) х Тп — импульсы имеют амплитуду

где n ≥ 1.

Реакция накопителя рис. 2, в, построенная на рис. 3, может быть получена именно таким способом.


2.2. Некоторые особенности построения рециркуляторов. Рециркуляторы на ультразвуковых линиях задержки (УЛЗ), в которых для выполнения операций задержки и суммиро

вания применяется амплитудная (AM) модуляция, имеют низкую стабильность коэффициента передачи. Чтобы повысить стабильность коэффициента передачи и получить коэф

фициент обратной связи, близкий к единице (например, β = 0,98), можно использовать частотную (ЧМ) или фазовую (ФМ) модуляции. Максимальный стабильный коэффициент β, как и ширина полосы пропускания УЛЗ, ограничивают число накапливаемых импульсов.

Главными недостатками УЛЗ являются фиксированное значение задержки, определяющее частоту повторения им

пульсов РЛС, и наличие, кроме основного канала задержки, побочных каналов (например, «трехкруговое эхо» соответ

ствует прохождению пути по УЛЗ трижды). При этом ди

намический диапазон, т. е. отношение максимально и ми

нимально допустимых амплитуд сигналов, определяемых в данном случае сигналами, задержанными по основному и побочному каналам, значительно снижается в результате накопления (тем больше, чем ближе коэффициент β к еди

нице). Следует также отметить, что для устранения иска

жений импульсов при многократных циркуляциях требует

ся, чтобы ширина полосы частот УЛЗ была заметно шире (примерно в 1,2 √N раз) полосы сигнала.

Значительно лучшими характеристиками, чем УЛЗ, об

ладают ЛЗ на поверхностных акустических волнах (ПАВ), которые могут быть многоотводными и с регулируемой за

держкой (за счет изменения модуля упругости звукопровода при подаче электрического смещения), полосы пропуска

ния частот ЛЗ на ПАВ достигают 1 ГГц. Однако при бо

лее узких полосах частот сигнала (например, менее 10 МГц) целесообразней использовать цифровые системы, обладающие высокой стабильностью и надежностью.

Наряду с цифровыми системами, требующими применения преобразователей аналог—цифра на входе и цифра—аналог на выходе, находят применение дискретно-аналоговые уст

ройства, в которых информация об амплитуде представляет

ся в аналоговом виде. Эти устройства сочетают преимуще

ства цифровых и аналоговых систем. В аналоговых устрой

ствах используются (изобретенные в 1969 г.) приборы с заря

довой связью (ПЗС), являющиеся интегральными полупро

водниковыми приборами с МДП-структурой (металл-ди-электрик-полупроводник).

На рис. 5, а изображен отрезок трехтактного ПЗС, со

ответствующего линии (регистру) из n каскадов (разрядов), включающих Зn электродов. При этом, например, кремние

вая подложка р-типа покрывается тонким (около 0,1 мкм) слоем двуокиси кремния, над которыми очень близко друг к другу располагаются металлические электроды. Ввод и вывод информационного сигнала осуществляется при помо

щи р-п переходов, расположенных вблизи крайних электро

дов линии.

Положительный тактовый импульс их (рис. 5, б), пода

ваемый на первый из трех электродов, образует область, обедненную основными носителями — дырками, что соответствует «потенциальной яме», куда могут быть введены электроны, общий заряд которых пропорционален входному (информационному) сигналу. Этот заряд хранится до момен

та спада напряжения первого тактового импульса и появления на соседнем электроде второго тактового импульса, когда u2 > u1 так что под вторым электродом образуется более глубокая потенци

альная яма (штриховая линия на рис. 5, а), в которую под действием электрического поля и диффузии начинают переходить электроны из первой ямы. Таким образом, при указанной на рис. 5, б форме такто

вых импульсов передача информации происходит на спаде импульса.


^ Рис. 5. Отрезок трехтактного ПЗС (а), временные диаграм

мы тактовых импульсов (б)


В двухтактном ПЗС заряды могут перетекать в обе сто

роны, так как потенциальные ямы расположены симметрич

но относительно каждого электрода. Третий электрод нару

шает симметрию и обеспечивает однонаправленность пере

дачи. Если под первый электрод введен заряд, то каскад будет подготовлен к приему следующей информации, когда первоначальный заряд достигнет третьего электрода, а по

тенциал под вторым электродом понизится. Общая задержка Т3 = nТТ = n/FT, где ТТ и FТ — период и частота повторе

ния тактовых импульсов.

Минимальная тактовая частота FТ min = l/mtmax,где m = 3 — число тактов в данном случае, а mtmax — допус

тимое время хранения информации в одном элементе каска

да, которое, в свою очередь, ограничивается процессами тер

могенерации в объеме полупроводника и на границе раздела, что ведет к накоплению в потенциальных ямах паразит

ных зарядов и, следовательно, к искажению информации. В настоящее время FТ min ≈ 0,1...1 кГц. Максимальная тактовая частота FТ max = (1/mtпер) = 2...10 МГц опре

деляется длительностью процесса передачи tпер заряда от одного элемента каскада к другому. Согласно теореме Котельникова непрерывный сигнал с полосой частот fmax однозначно воспроизводится при ТT < l/2/ fmax откуда fmax < FT/2.

Максимальное число каскадов ПЗС, через которые инфор

мация передается с допустимым искажением, ограничива

ется потерями при переносе информационного заряда. Поте

ри на один каскад, в m = 3 раза превышающие потери на один элемент, составляют

ε = l0-3…l0-4 от входного заряда. При воздействии на входе ПЗС импульса единичной амплиту

ды на выходе через время nТТ образуется импульс с амплиту

дой (I —ε)n ≈ е-, после чего в последующих интервалах ТT происходит «размазывание» импульса в виде ступенек. Это приводит к накоплению паразитного сигнала в рециркуляторе и ограничивает максимально допустимую величину коэффициента обратной связи.

Достоинствами ПЗС являются достаточно высокая ста

бильность задержки и возможность ее плавной регулировки путем изменения тактовой частоты, малая потребляемая мощ

ность, технологическая простота, высокая степень интегра

ции (более 106 элементов на одном кристалле), малые габари

ты, масса и стоимость.


^ 3. АНАЛОГОВЫЕ НАКОПИТЕЛИ СО СТАТИЧЕСКОЙ ПАМЯТЬЮ


3.1. Индикатор с послесвечением. Наряду с динамической памятью для накопления радиолокационных сигналов ис

пользуются элементы статической памяти. Более общее их наименование — синхронные накопители. К данному виду устройств относится и ЭЛТ с длительным послесвечением. У них яркость свечения экрана от сигналов, соответствующих отражениям от целей, попадающих в одну и ту же точку эк

рана, растет быстрее, чем яркость, вызванная случайными выбросами шума. Обычно считают, что время накопления определя

ется временем послесвечения, которое достигает нескольких секунд и больше.

Имеющиеся в литературе сведения свидетельствуют о заметном приросте яркости свечения экрана при числе пов

торных возбуждений лишь до 20 и сравнительно небольшом возрастании яркости при числе возбуждении свыше 50. Кроме того, повторные возбуждения происходят в смещен

ных точках экрана.

^ Рис. 6. Инте

гратор с селек

тором дально

сти


Иногда считают, что поскольку индикатор с послесвече

нием является накопителем, то использование перед ним специального накопителя (например, рециркулятора) мало

эффективно и надобность в специальном накопителе сохра

няется лишь при инструментальном съеме данных. Дейст

вительно, включение второго накопителя (особенно при не

когерентном накоплении) не увеличивает заметно отношение сигнал-шум, а следовательно, не повышает чувстви

тельность приемника и дальность действия. Однако накопи

тель вместе с пороговым устройством сильно увеличивает контрастность изображения, так как повышение отноше

ния сигнал-шум до индикатора позволяет в значительной степени устранить шумовые отметки на экране. Это облег

чает работу оператора и уменьшает ошибки. Кроме того, накопитель является хорошим средством борьбы с несинхрон

ными импульсными помехами, вызванными, например, дей

ствием других РЛС, у которых частота повторения отлича

ется от данной. Об этом непосредственно свидетельствует форма АЧХ накопителя (рис. 4, в).


3.2. Коммутируемые гребенчатые фильтры. Простейшим накопителем является интегратор, например интегрирующая цепь RС, подключенная через селектор дальности после СФ одиночных импульсов. Селекция обычно осуществляется во время действия импульса в момент времени, соответст

вующий определенной дальности до цели (рис. 6). В зависимости от того, что наблюдается на этой дальности, толь

ко шум или полезный сигнал плюс шум, конденсатор за

ряжается выше или ниже порогового значения. При этом имеет место видеочастотный вариант корреляционно-фильт

ровой обработки.

В случае только одного канала (рис. 6) поиск цели мо

жет осуществляться путем медленного перемещения по дальности стробирующего импульса, отпирающего селектор дальности. Если время запаздывания цели и стробирующего импульса совпадает, на интегрирующую цепь поступает ряд импульсов полезного сигнала и шумов, после чего сра

батывает пороговое устройство. Такой поиск требует значи

тельного времени и связан с нерациональным расходова

нием энергии сигнала. Поэтому целесообразно использо

вать целую систему селекторов дальности, перекрывающих весь диапазон дальности. Каждый имеет интегрирующую цепь RC, а напряжение снимается коммутатором синхрон

но с разверткой дальности.

Однако систему, включающую множество цепей RC и коммутатор, можно построить рациональнее. Если одновре

менно коммутировать вход и выход с частотой повторения Fп, то надобность в селекторах дальности вообще отпадает, так как каждый конденсатор будет соответствовать опреде

ленному участку дальности. Этот принцип иллюстрируется рис. 7, а , а на рис. 7, б показана электронная коммута

ция с помощью сдвиговых импульсов. «Щетка» коммутатора на рис. 7, а вращается с частотой Fп т. е. каждый импульс пачки в течение интервала ΔТ<< Тп синхронно заряжает одни и тот же конденсатор. Точно так же действует система клю

чей (К л) под действием сдвиговых импульсов (рис. 7, б).





^ Рис. 7. Накопитель с коммутацией конденсаторов


Для определения АЧХ такой параметрической системы рассмотрим импульсную характеристику одной ячейки на

копителя (рис. 8, а). Если при замыкании ключа в мо

мент t = 0 на вход цепи подать δ - импульс, то реакция на выходе соответствует импульсной характеристике RC-фильтра, т. е. g1(t) = (l/RC) exp (— t/RC). К моменту размыкания ключа в момент

t = ΔT напряжение на кон

денсаторе будет равно (l/RC) exp (— ΔT/RC) и будет ос

таваться таким до следующего замыкания ключа в момент времени Тп (рис. 8, б). Как видно, импульсная характеристика данного устройства

^ Рис. 8. Ячейка накопителя (а) и соответствующая импульсная характеристика (б).


Частотная характеристика




Последний множитель (6) повторяет частотную ха

рактеристику ПГФ с периодом Fп = 1/Тп и коэффи

циентом обратной связи β, а два первых характеризуют оги

бающую

Заметим, что при β ≈ 1 (т. е. ΔТ << RC) числитель (7) близок к | sin πfΔТ|, что соответствует Кmax(k/ΔT) ≈ О,

где k = 1,2,... Таким образом, в данном случае ПГФ сочета

ется с преднакопительным фильтром (7), имеющим ши

рину полосы пропускания примерно 1/ΔТ.

Аналогичная идея синхронного RС-накопителя реали

зуется в потенциалоскопе, где электронный луч коммутиру

ет микроскопические конденсаторы диэлектрической ми

шени. К накопителям со статической памятью относится также магнитный барабан, время оборота которого выбира

ется равным периоду повторения импульсов. Данные уст

ройства, в отличие от накопителей на УЛЗ, не имеют жест

кой связи между временем задержки и периодом повторе

ния импульсов, но обладают ограниченной полосой про

пускания частот и специфическими недостатками в виде, на

пример, засорения соседних участков мишени и магнитного носителя, что снижает их динамический диапазон.


^ 4. ПОДАВИТЕЛИ ПАССИВНОЙ ПОМЕХИ СИСТЕМЫ СДЦ


4.1. Метод череспериодной компенсации. Для выделения полезных сигналов движущихся целей на фоне пассивных помех используются системы СДЦ, реализуемые с помощью когерентно-импульсных РЛС и вклю

чающие специальные РГФ — подавители пассивных помех. Простейшим таким подавителем является устройст

во череспериодной компенсации (ЧПК).

Как следует из рассмотрения разных вариантов когерент

но-импульсных РЛС, на выходе фазового детектора обра

зуются видеоимпульсы, которые в случае движущейся цели пульсируют, а в случае неподвижной имеют постоянную ам

плитуду. Пассивная помеха также флуктуирует, что приво

дит к соответствующим флуктуациям амплитуды сигнала на выходе фазового детектора. Однако практически такие флук

туации в ряде случаев достаточно медленны по сравнению с периодом повторения импульсов.

Различие сигналов движущихся и неподвижных целей обеспечивает возможность их разделения. Очевидно, доста

точно сравнить амплитуды сигналов через период повторе

ния импульсов (метод сравнения по огибающей), что в простейшем случае сводится к череспериодной компенсации. Структурная схема устройства ЧПК изображена на рис. 9.

Сигналы после фазового детектора без задержки uð(t) (прямой канал) и с задержкой на период повторения uð(t — Тп) (задержанный канал) поступают на вычитающее устройство, так что образуется функция

При вычитании одинаковые импульсы компенсируются, а импульсы разной амплитуды дают некомпенсированный остаток.


^ Рис. 9. Структурная схема ЧПК.



Полагая, что оба канала идеальные, не искажаю

щие форму импульсов, найдем с помощью (8) и (9) амплитуду видеоимпульсов на выходе устройства ЧПК


Таким образом, амплитуда видеоимпульсов движущейся цели изменяется по синусоидальному закону как по величи

не, так и по знаку с доплеровской частотой. В случае же не

подвижной цели (FД = 0) получим Uчпк = 0. Напомним, что формула (9), используемая в (10), не учитывает импульсного характера сигнала. Поэтому в ней не отраже

но то, что в общем случае огибающая видеоимпульсов на вы

ходе фазового детектора системы СДЦ имеет частоту не FД a FОГ. Это, однако, не влияет ни на спектр входного сигнала, ни на формулу (10).

На рис. 10, а изображена в пределах периода допле

ровской частоты смесь сигналов неподвижной (пунктир) и движущейся целей, на рис. 10, б показаны те же сигналы, задержанные на время Тп, а на рис. 10, в — сигнал на вы

ходе вычитающего устройства. Как видно, в данном идеаль

ном случае сигналы неподвижных целей, за исключением остатков в начале и конце пачки, полностью компенсируют

ся. У сигналов от движущихся целей некомпенсированные импульсы имеют разные полярности. Перед использованием такого двуполярного сигнала, например, для подачи на на

копитель его следует преобразовать в однополярный с помощью двухтактного детектора (рис. 10, г).


^ Рис. 10. Временные диаграммы процессов в системе ЧПК.




Таким образом, из имеющейся пачки, включающей 10 импульсов дви

жущейся цели и 10 импульсов неподвижной цели, образова

лось И пульсирующих по амплитуде импульсов движущей

ся цели и два некомпенсированных импульса неподвижной цели.

^ Рис. 11. К действию двухтактного детектора.


Амплитуда видеоимпульсов на выходе двухтактного де

тектора (рис. 11)


Произведем усреднение по времени. После двухполупериодного детектирования синусоиды среднее значение рав

но

При оптимальной скорости, когда FД = Fп/2 (или 3FJ2, 5 F J2 и т. д.), среднее значение амплитуды видео

импульсов Uod ~ WJn. При других скоростях цели Udd уменьшается и делается равной нулю при слепых скоростях.

Следует и отметить, что процесс подавления можно продолжить с помощью такого же подавителя, включенного последовательно с первым (двукратная ЧПК). В этом слу

чае


На рис. 12 показаны экраны индикаторов РЛС без СДЦ и с СДЦ.

4.2. Частотная характеристика системы ЧПК показана на рис. 13, а устройство ЧПК представлено как система с задержанной прямой связью. Все элементы системы подоб

ны рассмотренным в случае накопителя (см. рис. 2). Импульсная характеристика (когда на входе действует δ-функция) g (t) = δ (t) — δ (t — Тп). Для определения час

тотной характеристики подадим на вход гармонический сиг

нал jωt . Так как коэффициент передачи идеальной линии задержки на Тп равен e-Тп, то на выходе получим (l — e-Тп)e jωt. Тогда




Отсюда АЧХ


(рис. 5.25, б), т. е. устройство ЧПК является простейшим РГФ.

Его фазочастотная характеристика определяется из со

отношения

откуда ψ(ω) = π/2 — ωТп/2


Рис. 12. Изображения на экране индикатора кругового обзора РЛС без СДЦ (а) и с СДЦ (б).


Рис. 13. Частотная характеристика (б, в) подавителя с ЧПК(а).



Таким образом, фаза характеризуется линейным измене

нием (штриховая линия на рис. 13,в), причем ее целесооб

разно определить в пределах интервала периодичности tg ψ(ω), равного π (что соответствует изменению ωТп в пределах 2π). При этом получаем периодическое изменение ψ(ω) (сплошная линия на рис. 13, в).

Частотная характеристика РГФ наглядно поясняет рабо

ту подавителя со спектральной точки зрения. Так как перио

дическая последовательность импульсов от неподвижной цели имеет спектральные составляющие на частотах nFп (n = 0,1,2,...), т.е. в нулях частотной характеристики системы РГФ, то сигналы таких целей полностью подавляют

ся. В случае движущихся целей спектральные линии имеют частоты nFп ± FД, т. е. соответствующие сигналы проходят на выход системы ЧПК. Однако амплитуда этих сигналов сильно зависит от скорости цели. На рис. 14 показано рас

положение спектральных линий при двух скоростях цели. Для доплеровского сдвига FД1 (штриховые линии на рис. 14, а) спектральные составляющие заметно подавляются по сравнению с FД2 = FП/2 (оптимальная скорость цели).

Рис. 14. Работа подавителя со спектральной точки зрения


4.3. Система многократной ЧПК. Вследствие конечного числа им

пульсов в пачке и флуктуации отраженного сигнала спектральные линии как неподвижных, так и движущихся целей имеют конечную ширину (рис. 14, б). Зубья режекции простого подавителя с ЧПК плохо согласованы со спектром помехи. Для лучшего по

давления спектральных составляющих помехи и сохранения спек

тральных составляющих сигнала желательно сделать частотную характеристику в области режекции более крутой, а «зубья» режек

ции достаточно узкими. Этому удовлетворяют в определенной сте

пени подавители с многократной череспериодной компенсацией, ко

торые представляют собой последовательно включенные простые подавители. На рис. 15, а изображена схема двукратной ЧПК. Ее АЧХ имеет вид К (ω) = 4sin2ωTп/2, что иллюстрируется сплошной линией на рис. 14, б вместе с энергетическим спект

ром сигнала и помехи (для сравнения штриховой линией показана характеристика однократного подавителя).

Подавитель высокой кратности может быть использован для подавления широкополосной помехи, но он весьма сильно подавляет полезный сигнал. В связи с этим возникает задача синтеза РГФ, об

ладающего более узкими и крутыми зубьями режекции. Для этого необходимо наряду с применением более чем одной ЛЗ использовать дополнительные обратные связи.

Повышение крутизны зубьев режекции ГФ неизбежно связано с повышением числа элементов памяти. На рис. 15, б показана схе

ма двукратной ЧПК, имеющей дополнительные обратные связи β1 и β2. Здесь




Исключая U2 и U3, находим коэффициент передачи

Амплитудно-частотная характеристика, являющаяся модулем данного выражения, равна

Характеристика К (f) для нескольких периодов изменения представлева на рис. 15, в. Заметим, что для получения характеристики РГФ требуется, чтобы β1 < 0 и β2 > 0. Изменяя коэффи

циенты β1 и β2, можно менять форму частотной характеристики, до

биваясь нужной селективности на частотах, кратных Fп недостаточ

ной равномерности частотной характеристики в остальной области. Можно несколько видоизменить схему рис. 15, б так, чтобы весо

вые коэффициенты в цепях прямых связей отличались от—1. Тогда нулевые значения АЧХ сдвигаются в обе стороны от частот, кратных Fп. При этом прямоугольность зубьев в областях режекции может повыситься.


^ Рис. 15. Система многократной ЧПК


Если возникают более жесткие требования к селективности зубьев режекции и равномерности промежутка между ними, число ЛЗ должно быть еще увеличено. Эта задача заметно упрощается при переходе к цифровой фильтрации.



4.4. Подавитель на дискретных фильтрах. Важным до

стоинством РГФ как подавителя системы СДЦ является со

хранение информации о дальности. Это связано с пропуска

нием широкого спектра частот сигнала, что сохраняет его импульсную структуру и позволяет судить о дальности повременному положе

нию импульсов.

^ Рис. 16. К принципу действия подави

теля на дискретных фильтрах.


Однако при реали

зации сложных РГФ в виде многократных ЧПК на базе аналого

вых элементов (УЛЗ, потенциалоскопы) возникали большие трудности. В насто

ящее время они пре

одолены за счет ис

пользования цифро

вой техники. До ее широкого распростра

нения начал развиваться еще один путь, основанный на использовании дискретно-аналоговой техники. Дело в том, что нужную частотную характеристику зуба режекции проще получить с помощью обычного («дискретного») филь

тра частотной селекции, полоса пропускания которого не меньше Fп/2 (сплошная линия на рис. 16, а). Как сле

дует из анализа спектра (рис. 16, б), такой фильтр поз

воляет выделить одну спектральную линию при произ

вольной доплеровской частоте. При этом для повыше

ния энергии сигнала целесообразно произвести расшире

ние импульсов до величины Тп (рис. 16, б), т. е. еще до фильтрации превратить дискретное напряжение в непре

рывное, сохраняющее информацию лишь о движении це

ли, но в котором уже отсутствует информация о дальности.

Использование дискретного фильтра приводит не толь

ко к потере информации о дальности, но и к ухудшению от

ношения сигнал-шум из-за пропускания дополнительных шумов, поступающих через фильтр в интервалы времени, соответствующие дальностям до других целен. Указанные потери можно устранить, если использовать специальные селекторы дальности, отпираемые строб-импульсами длительностью τс ≈ τи, сдвинутыми, в свою очередь, друг от

носительно друга также на τс = τи. Число таких селекторов дальности и стробов m = DСДЦ/(сτи /2), где DСДЦ — дальность, в пределах которой используется СДЦ. Заметим, что если допустимая разрешающая способность хуже, чем сτи /2, то можно выбрать τс > τи , что уменьшает число каналов m.

Структурная схема рассматриваемого устройства изоб

ражена на рис. 17. В каждом из m каналов дальности пос

ле селектора дальности, расширителя и фильтра имеется двухтактный детектор для преобразования сигнала в однополярный и сглаживающий фильтр (интегратор). Отсюда сигналы поступают в оконечное устройство. При стробировании информация о дальности уже не теряется. Каждый строб имеет вполне определенное вре

менное положение. Поэтому номер канала, на выходе кото

рого появляется сигнал, несет информацию о дальности до цели. Такая система по своим свойствам подобна РГФ. По

этому ее эквивалентная частотная характеристика может быть дополнена периодическим сдвигом частотной харак

теристики применяемого фильтра (штриховая линия на рис. 16, а).




Рис. 17. Структурная схема подавителя на дискретных фильтрах


В данном случае можно сохранить обычное изображение дальности на экране ЭЛТ. Для этого генера

тор развертки дальности должен быть синхронизирован с началом сдвига стробов и одновременно управлять комму

татором, производящим съем выходного сигнала с соответ

ствующего канала дальности.

Следует отметить, что успехи в области микроминиатю

ризации делают некоторые дискретно-аналоговые системы конкурентоспособными с цифровыми. Поэтому рассматри

ваемый вариант подавителя представляет интерес. Для обеспечения разрешения целей по скорости необходимо в ин

тервале однозначности О ...Fп/2 иметь ряд фильтров, нас

троенных на различные доплеровские частоты. Полоса про

пускания таких фильтров ΔFф должна совпадать с шириной соответствующих спектральных линий пачки из N импульсов, т. е. с шириной главных зубьев СФ для пачки, так что ΔFф ≈ 1|NTп = 1/Тобл. Поэтому тре

буемое число фильтров, n = F/2 ΔFф ≈ Тобл /2Tп ≈ N/2. После каждого такого фильтра (рис. 18, а) имеется детек

тор и запоминающее устройство (интегратор). С помощью коммутатора, производится операция преобразования частоты во время, что позволяет определить скорости различных целей обычным осциллографическим методом.


^ Рис. 18 Подавители на дискретных фильтрах с разрешением по скорости



За счет дальнейшего усложнения РЛС можно осущест

вить разрешение как по дальности, так и по скорости. Это требует объединения схем рис. 17 и 18, а. Сказанное иллюстрируется рис. 18, б. Здесь после фазового детекто

ра включено m селекторов дальности, причем число m = (2DСДЦ/с) /τи, а его максимальное значение равно скважности Tпи. После каждого селектора дальности включен набор из n фильтров доплеровских частот. Общее число фильтров


(Δfс ≈ 1/ τи — полоса частот сигнала), т. е. пропорцио

нально произведению частотной и временной протяженностей сигнала.




Литература:


  1. Финкельштейн М. И. Основы радиолокации: Учебник для вузов. — 2-е Ф59 изд., перераб. и доп. — М.: Радио и связь, 1983.

  2. Финкельштейн М. И. Гребенчатые фильтры. — М.: Советское радио, 1969.



Скачать файл (360.6 kb.)

Поиск по сайту:  

© gendocs.ru
При копировании укажите ссылку.
обратиться к администрации